Можно ли проверить наличие ошибок цифрового сигнала

Как было показано в предыдущем выпуске рубрики, коэффициент битовых ошибок BER является ключевым параметром оценки качества цифровых систем передачи (ЦСП). Этот параметр незаменим при проверке цифровой аппаратуры (например, регенераторов) на этапе ее разработки и ремонта, когда оборудование выведено из эксплуатации. А что же делать, когда цифровые каналы и тракты требуется протестировать в процессе их нормальной эксплуатации?

У параметра BER есть и другой существенный недостаток: этот показатель практически невозможно использовать для оценки качества цифровой линии. При заказе любой услуги связи пользователь и провайдер должны заключить соглашение о качестве обслуживания (Service Level Agreement, SLA), где четко оговариваются двусторонние обязательства. Для оценки качества сеанса связи в цифровом канале или тракте логично использовать относительное число ошибок передачи за фиксированные интервалы времени — за секунду или за период передачи фиксированной группы битов, которую называют блоком.

Именно эти показатели положены в основу двух базовых рекомендаций ITU-T — G.821 и G.826, о которых мы и поговорим ниже. В этом году исполнилось четверть века с момента принятия рекомендации G.821 «Параметры ошибок международного цифрового соединения сети ISDN на скорости ниже первичной».

Первой сетью, где соединение между двумя пользователями было полностью цифровым, была сеть ISDN. Первичными скоростями ISDN являются скорости сигналов Т-1 и Е-1, равные 1544 и 2048 Кбит/c, соответственно. Ниже первичной стандартом предусматриваются скорости 64xN, где 64 Кбит/c представляет собой пропускную способность основного (или базового) цифрового канала (ОЦК), а N < 24 в случае Т-1 и N < 31 в случае Е-1.

В рекомендации G.821 в качестве параметра ошибок цифрового соединения выбраны два следующих.

1. Число секунд с ошибками (Errored Second, ES), к которым относится каждая секунда, в которой имеется по крайней мере одна ошибка. Как следует из определения, при таком подходе одиночная ошибка и пакет ошибок не различаются.
2. Число секунд с многочисленными ошибками (Severely Errored Second, SES), где SES означает секунду с коэффициентом ошибок ≥ 10^-3.

Поскольку оба параметра — и ES, и SES — зависят от времени измерения T, для практической оценки качества цифрового соединения применяют их относительные значения: Errored Second Ratio ESR =ES/T и Severely Errored Second Ratio SESR = SES/T.

Заметим, что наличие двух параметров оценки ошибок позволяет не только более точно определить качество цифрового соединения, но и во многих случаях оказывается полезным при локализации возможных повреждений.

По мере распространения широкополосных услуг связи рамки использования рекомендации G. 821 становились все более узкими. Попытки же приспособить ее для измерения широкополосных цифровых трактов оказались неудачными. Кроме того, определение параметров качества в G.821 основывается на оценке битовых ошибок, а те, в свою очередь, могут быть точно определены лишь тогда, когда достоверно известна измеряемая цифровая последовательность. Поэтому тестирование в соответствии с G.821 возможно только при выводе цифрового соединения из эксплуатации.

Таким образом, специалисты нуждались в новой рекомендации, где учитывались бы реалии цифровых сетей связи, включая потребность тестирования канала связи в рабочем режиме, в том числе и в цифровых соединениях с применением оборудования синхронной цифровой иерархии SDH и асинхронной передачи АТМ.

Всем этим требованиям отвечает рекомендация G.826 «Параметры и нормы ошибок международных цифровых соединений на скорости выше первичной», одобренная ITU-T в 1993 г. Она обеспечила решение трех главных задач по организации тестирования ошибок цифровых соединений:

• во время нормальной эксплуатации;
• на скоростях 1544 Кбит/c, 2048 Кбит/c и выше;
• в сетях с использованием технологий SDH и АТМ.

Первая задача была решена путем перехода от тестирования ошибок по битам к тестированию ошибок по блокам. Напомним, блок представляет собой группу последовательных битов, которые относятся к исследуемому цифровому тракту. Каждый бит принадлежит к определенному блоку. Контроль блоков выполняется с помощью встроенных в системы передачи специальных устройств, применение которых гарантирует обнаружение ошибки с надежностью не ниже 90%.

Ошибки цифрового сигнала могут быть обнаружены множеством способов без перерыва связи. О недостатках двух из них — методах обнаружения ошибок кода передачи и циклового синхросигнала в цикле сигнала E-1 — мы уже упоминали (см. статью «Измерения в цифровых системах связи» в сентябрьском номере «Журнала сетевых решений/LAN» за этот год). Их ограничения состоят, прежде всего, в частном характере и недостаточной точности. Между тем важнейшими требованиями к методам обнаружения ошибок цифрового сигнала являются универсальность, экономичность и точность. Универсальность означает применимость метода к любому цифровому сигналу, экономичность — эффективное использование дополнительной пропускной способности, ключевое же требование — несомненно, высокая точность.

Среди множества известных способов блочного контроля ошибок трем указанным требованиям наиболее полно удовлетворяет метод циклического контроля по избыточности (Cyclic Redundancy Code, CRC).

Метод CRC основан на делении и умножении многочленов. При этом делимый многочлен представляет собой последовательную запись блока данных в двоичной форме. Например, в системе Е-1 блок данных, для которого рассчитывается CRC, состоит из 256 байт. Поэтому делимое записывается как двоичное число длиной 2048 бит, которое по особому правилу делится на выбираемый так называемый порождающий многочлен. Полученный остаток используется в качестве контрольной информации и передается по каналу связи вместе с информационным сигналом.

Аналогичная обработка полученного блока данных выполняется на принимающей стороне, и остаток деления многочленов сравнивается с переданным остатком. Различие указанных остаточных многочленов является признаком ошибки в цифровом сигнале.

В рекомендации G.826 определены три типа блочных ошибок:

• секунда с ошибками (Errored Second, ES), содержащая хотя бы один блок с ошибками или дефект;
• секунда c многочисленными ошибками (Severely Errored Second, SES), содержащая ≥ 30% блоков с ошибками или, по крайней мере, один период с серьезными нарушениями соединения (Severely Disturbed Period, SDP);
• блок с фоновой ошибкой (Background Block Error, BBE) — блок с ошибками вне отмеченных ошибками секунд (SES).

При измерениях во время нормальной эксплуатации SDP наблюдаются, если появляются так называемые дефекты, по-разному определяемые в плезиохронных (PDH) и синхронных (SDH) системах, а также при асинхронной передаче (АТМ). К этой категории принадлежат пропадание сигнала (Loss of Signal, LOS), потеря цикловой синхронизации (Loss of Frame, LOF) или прием сигнала индикации аварийного состояния (Alarm Indication Signal, AIS). При измерениях с выводом из эксплуатации опознается SDP, если частота ошибок в течение времени тестирования составляет ≥ 10^-2.

В рекомендации G.826, как и в G.821В, применяются три относительных параметра блочных ошибок:

• коэффициент секунд с блочными ошибками (Errored Second Ratio, ESR), равный отношению секунд с блочными ошибками к общему числу секунд измерения;
• коэффициент секунд с сильными блочными ошибками (Severely Errored Second Ratio, SESR), равный отношению секунд c сильными блочными ошибками к общему числу секунд измерения;
• коэффициент блоков с фоновыми ошибками (Background Block Error Ratio, BBER), равный отношению блоков с ошибками к общему числу блоков в сеансе измерения, причем при расчете BBER все блоки из интервалов с сильными ошибками исключаются.

Нужно иметь в виду, что при расчете всех трех параметров учитывается только время, в течение которого система передачи находится в состоянии готовности.

Параметр готовности цифрового соединения обязательно включается в SLA.

Система считается неготовой с того момента времени, после которого имеют место 10 последовательных секунд с сильными ошибками SES. Согласно тому же определению, система передачи вновь возвращается в состояние готовности, если по крайней мере в течение 10 последовательных секунд ошибок не наблюдается или это ошибки SES.

Нормированный показатель готовности системы представляет собой отношение времени ее готовности к общему времени работы. Реальные значения показателя надежности системы составляют 99,5%. Если в аналоговых системах передачи (АСП) мощность помех в каналах пропорциональна длине соединения, то в ЦСП существует линейная зависимость числа ошибок от длины соеди-нения. Поэтому при расчете ошибок в ЦСП, как и при расчете шумов в АСП, используется принцип гипотетической эталонной цепи (Hypothetical Reference Path, HRP).

Эталонные цепи в соответствии с рекомендациями G.821 и G.826 имеют протяженность 27 500 км и описывают распределение показателей ошибок вдоль международного цифрового соединения. Обе цепи отражают особенности нормирования показателей ошибок, утвержденные в указанных рекомендациях.

Обязательными элементами современных сетей связи являются системы сетевого управления, с помощью которых решаются такие задачи, как реконфигурация сети, непрерывный мониторинг параметров системы связи (например, SIP GSM шлюзов), фиксация аварийных состояний, защитные переключения, хранение и обработка результатов мониторинга и т. д. Все указанные операции выполняются, как правило, автоматически, с помощью встроенных аппаратных и программных средств.

В то же время зачастую при обслуживании сетей связи не удается обойтись без ручных операций с применением портативных измерительных приборов. Классический пример – устранение сложных повреждений металлических кабелей связи, случившихся по причине намокания.

АНАЛИЗ ОШИБОК В ЦИФРОВЫХ СИСТЕМАХ ПЕРЕДАЧИ

Основное преимущество цифровой передачи по сравнению с аналоговой заключается в отсутствии накопления помех вдоль линии. Это достигается за счет восстановления формы передаваемого сигнала на каждом регенерационном участке.

Все факторы, от которых зависит длина участка, можно разделить на внутренние и внешние.

Наиболее важными внутренними считают затухание линии, межсимвольные помехи, нестабильность тактовой частоты системы, вариацию задержки, возрастание уровня шумов вследствие старения системы.

К существенным внешним факторам обычно относят переходные и импульсные помехи, внешние электромагнитные влияния, механические повреждения контактов при вибрации или ударах, ухудшение свойств передающей среды вследствие перепадов температуры.

Все они обычно предопределяют ухудшение самого чувствительного к ошибкам параметра цифровой передачи — соотношения сигнал/шум. Действительно, снижение величины данного соотношения всего на 1 дБ приводит к увеличению обобщенного параметра качества цифровых систем передачи, которым является коэффициент битовых ошибок (Bit Error Rate, BER), по крайней мере на порядок.

Согласно определению, BER представляет собой отношение числа ошибочно принятых битов к общему числу принятых битов. Его величина статистически колеблется около значения среднего коэффициента ошибок за длительный промежуток времени. Разница между непосредственно измеренным коэффициентом ошибок и долговременным средним значением зависит от числа контролируемых бит и тем самым от длительности измерения.

База времени формируется при помощи двух основных методов.

В соответствии с первым из них, на принимающем конце задается фиксированное число наблюдаемых бит и регистрируется соответствующее число бит с ошибками.

Например, если число ошибочно принятых бит оказалось равным 20, а заданное общее число принимаемых бит – 10⁶, то коэффициент ошибок составит 20/10⁶ = 20 x 10^-6 = 2 x 10^-5 .

Достоинством такого подхода является точно известное время измерения, а недостатком – невысокая надежность измерения при малом числе ошибок.

Согласно второму методу, время измерений определяется заданным числом ошибок. Измерение длится до тех пор, пока, например, не будет зафиксировано 100 ошибок. Затем на основании соответствующего числа битов данных вычисляется коэффициент ошибок.

Его недостаток заключается в том, что неизвестно время измерений, которое при малых коэффициентах ошибок может оказаться очень большим. Кроме того, вполне возможно, что счетчик бит данных заполнится полностью, и измерения прекратятся. Поэтому такой способ используется редко.

На начальном этапе развития цифровых систем передачи они применялись главным образом для передачи аналогового телефонного сигнала, и потому требования к качеству цифровых систем передачи определялись характеристиками этого сигнала.

Ошибка в цифровом сигнале приводит к быстрому изменению величины сигнала АИМ на входе канального демодулятора, и абонент слышит неприятный щелчок на выходе канала ИКМ. Экспериментально установлено, что заметные щелчки возникают только при ошибках в одном из первых двух наибольших по весу символов кодовой группы, что соответствует максимальному (положительному или отрицательному) изменению сигнала АИМ. Качество связи считается удовлетворительным, если в каждом канале наблюдается не более одного щелчка в минуту. При частоте дискретизации, равной 8 кГц, по каналу передается 8000 x 60 = 480 тыс. кодовых групп в минуту, причем опасными в отношении щелчков являются 960 тыс. старших разрядов. Если считать, что вероятность ошибки для любого разряда кодовой группы одинакова, то при допущении одного щелчка в минуту вероятность ошибки в линейном тракте не должна быть более 1/960 000 = 10^-6.

С учетом передачи данных, которая более чувствительна к ошибкам передачи, для эталонного международного соединения протяженностью 27 500 км величина BER не должна превышать 10^-7.

Ошибки можно обнаружить двумя основными методами.

Во-первых, во время приемки и настройки линий связи, поиске неисправностей и ремонте выполняются измерения с перерывом связи, которые реализуются по трем схемам подключения: точка-точка, шлейф и транзит.

Во-вторых, для мониторинга сети и качественной оценки ее состояния, обнаружения и устранения повреждений используются измерения без перерыва связи.

Измерение BER без перерыва связи требует точного знания структуры цифрового сигнала. Таким сигналом в составе цикла, например первичного цифрового сигнала Е-1, является цикловой синхросигнал, занимающий 7 бит нулевого канального интервала (КИ) сигнала E-1.

Цикловой сигнал передается в каждом втором цикле сигнала E-1, причем каждый цикл E-1 содержит 32 КИ и, следовательно, 32 х 8 = 256 бит. Таким образом, относительная доля циклового синхросигнала в сигнале E-1 составляет 7/(256 x 2) < 1,4%. Поэтому достоверность оценки BER с помощью циклового синхросигнала очень низка.

Еще один известный метод оценки качества цифровой передачи основан на обнаружении ошибок кода. Он используется, например, в цифровых трактах T-1/E-1, где применяются коды с чередованием полярности единиц AMI и HDB-3. Однако с помощью измерителя ошибок кода нельзя выявить истинное значение коэффициента битовых ошибок. Отклонения между результатами измерения ошибок кода и обычного измерения ошибок методом побитового сравнения становятся особенно заметными при коэффициентах ошибок более 10^-3. Кроме того, нарушение правил кодирования часто распространяется и на нескольких бит, находящихся после бита с ошибкой. Вследствие этого зависящее от содержания сигнала смещение и погрешность при больших коэффициентах ошибок делают невозможным точный анализ распределения ошибок.

Итак, практическая оценка BER возможна только в режиме измерений с перерывом связи и посылкой эталонных испытательных сигналов. При измерении BER испытательный сигнал должен как можно лучше имитировать реальный, т. е. иметь случайный характер. В качестве такого испытательного сигнала обычно используют псевдослучайную последовательность битов (ПСП) с заданной структурой, близкой к настоящему информационному сигналу. Такие последовательности формируются тактируемыми регистрами сдвига с обратной связью.

Цифровой испытательный сигнал заменяет обычно передаваемый информационный сигнал и оценивается на приемном конце измерителем ошибок.

Таким образом, необходимый в условиях нормальной эксплуатации непрерывный мониторинг ошибок цифровой передачи методом BER без перерыва связи практически невозможен.

В настоящее время для оценки качества цифровых систем передачи в эксплуатационных условиях применяется метод измерения блочных ошибок. Как нетрудно догадаться, главное его достоинство состоит в том, что он основан на использовании самого информационного сигнала и выполняется без прерывания связи.

Все методы измерения блочных ошибок предполагают введение избыточности в информационный сигнал, обработку этого вспомогательного сигнала по определенному алгоритму и передачу результата обработки на принимающую сторону, где принятый сигнал обрабатывается по тому же алгоритму, что и при передаче, а итог сравнивается с результатом обработки, полученным от передающей стороны. При их разнице переданный блок считается ошибочным.

Известно несколько способов обнаружения блочных ошибок. Способы поблочного контроля четности и контрольной суммы не позволяют распознать все типы ошибок, тем самым ограничивая их практическую применимость. Пожалуй, единственным универсальным способом измерения ошибок без перерыва связи является контроль при помощи циклического избыточного кода (Cyclical Redundancy Check, CRC).

�

Методы обнаружения и коррекции ошибок в цифровых звуковых сигналах

В цифровых каналах
связи средняя вероятность появления
ошибки составляет 10^–5…10^–6,
а в отдельных случаях и 10^–4,
поэтому влияние ошибок на качество
звукопередачи неизбежно. Это вызывает
необходимость применения помехоустойчивого
кодирования при передаче сигналов ЗВ.

Обнаружение и
коррекция ошибок требуют введения в
сигнал определенной избыточности. Для
этой цели сигнал на выходе АЦП разделяется
на блоки, в которые, кроме основной
информации, связанной с кодированием
отсчетов, включаются дополнительные
символы, необходимые для обнаружения
и исправления ошибок. Перед цифроаналоговым
преобразованием эти блоки подвергаются
дополнительной цифровой обработке, в
процессе которой на этапе обнаружения
определяется наличие ошибок. Для
исправления ошибок необходимо определить
место пораженных символов в блоке, чтобы
заменить их на правильные. Исправление
ошибок — задача гораздо более сложная,
чем их обнаружение.

Помехоустойчивое
кодирование основано на применении
корректирующих кодов, в которые вносится
некоторая избыточность, что приводит
к увеличению требуемой пропускной
способности канала связи. Различают
коды для обнаружения ошибок и коды для
исправления обнаруженных ошибок.
Помехоустойчивые коды могут быть
построены с любым основанием, однако
наиболее простыми и часто используемыми
являются двоичные коды.

Обнаружение ошибок
в корректирующих кодах строится обычно
на том, что для передачи используются
не все кодовые слова кодового списка,
а лишь их некоторая часть (разрешенные);
остальные кодовые слова из этого списка
являются запрещенными. Если переданное
разрешенное кодовое слово вследствие
ошибки преобразуется на приемной стороне
тракта в запрещенное, то такая ошибка
может быть обнаружена. Процедура
исправления ошибок состоит в замене
ошибочно принятой комбинации на
разрешенную, которая принадлежит данному
коду и расстояние до которой оказывается
наименьшим.

Ошибки могут быть
одиночными и сгруппированными в пакеты.
Под пакетами
понимают
появление двух или большего числа ошибок
в пределах одной m-разрядной
кодовой комбинации. Если ошибки,
возникающие при передаче сигналов,
являются статистически независимыми,
то вероятность появления пакета ошибок
кратности q

(1.37)

где
,
— число сочетаний изт
символов по
q.
Для
10-раз-рядных кодовых слов вероятность
появления двойных ошибок при исходной
вероятности р_ош = 10^–5
составляет p₁ = 510^–9,
а при р_ош = 10^–4
уже составляет р₂ = 510^–7.
Это соответствует появлению одной
двойной ошибки каждые 2,5…3 мин.

Кроме того, в
цифровых каналах передачи при средней
вероятности появления ошибки р_ош = 10^–4
и выше возникают коррелированные ошибки,
вызванные действием импульсных помех,
несовершенством систем коммутации и
т.д. Поэтому вероятность появления
ошибок большой кратности возрастает.
Особенно велика роль пакетов ошибок в
каналах цифровой магнитной записи и в
системе компакт-диска из-за возможных
повреждений носителя записи. Системы
исправления ошибок должны эффективно
бороться не только с одиночными, но и с
пакетами ошибок, заметность которых
существенно выше. Чем больше кратность
ошибки, тем больше должна быть избыточность,
которую необходимо вносить в сигнал.
Требуемая избыточность тем больше, чем
большее число разрядов кодовой группы
необходимо защищать. С учетом заметности
искажений в системах цифровой передачи
и записи ЗС обычно защищают от ошибок
пять-шесть старших разрядов информационных
символов кодируемых отсчетов, служебные
комбинации, определяющие, например,
номер шкалы квантования при почти
мгновенном компандировании. Ошибки в
младших разрядах, если частота их
появления не слишком велика, достаточно
обнаруживать и затем маскировать,
используя методы интерполяции, о которых
будет сказано ниже.

Выбор способа
обнаружения ошибок, метода их маскирования
и исправления, возможного только при
помехоустойчивом кодировании, зависит
как от среднего значения вероятности
появления ошибки, так и от того, являются
они одиночными или групповыми. Для
тракта студийной аппаратной, а также
трактов звукозаписи и первичного
распределения программ ЗВ эти методы
различны.

Простейшие методы
обнаружения ошибки.
Если цифровые аудиоданные передаются
или считываются, то в приемнике нет
возможности распознать, корректно ли
принимаемое число (например, число 0101)
либо один или несколько символов в
принятом кодовом слове неверны. Для
решения этой проблемы применяют коды.
Самые простые из них — коды
с повторением. Каждый
информационный символ можно, например,
повторить n
раз (обычно n
нечетно и
больше двух), т.е.

1. <—-> 0 0 0 0 0…0,

2. <—-> 1 1 1 1 1…1.

Это (n,1)-код.
Для него минимальное расстояние равно
n,
и в предположении, что большинство
принятых битов совпадает с переданным
информационным битом, может быть
исправлено (n–1)/2
ошибок. Если символы передать только
дважды, а затем обнаружить, что они
различаются, то нет возможности принять
решение о том, какое из двух чисел
является правильным. Каждое число нужно
передать по крайней мере трижды и после
сравнения распознать ошибочное. Такой
метод неэффективен, он приводит к резкому
увеличению требуемой скорости передачи.
Найдены другие, более эффективные
возможности.

Очень простыми
являются коды
с проверкой на четность. К
информационным битам каждого кодового
слова k-й
разрядности
добавляют (к+1)-й
бит так, чтобы полное число единиц (или
нулей) в кодовом слове было четным.
Данный прием в цифровых устройствах
из-за простоты используют очень часто.
При этом дополнительный бит называется
битом проверки
на четность (паритетным
битом). Например, для k = 4
имеем

и т.д.

Этот код является
(k
+ 1,k)-кодом.
Минимальное расстояние кода равно 2, и,
следовательно, ошибки могут быть
обнаружены, но никакие ошибки не могут
быть исправлены. Если бит передается
неправильно, то распознается появление
ошибки в слове (ибо сумма всех единиц
не будет равна четному числу, если ошибка
одиночная). Однако позицию ошибки в
кодовой комбинации определить невозможно.
Таким образом, данный код не позволяет
исправить ошибки. В силу этого данный
код используется только для обнаружения
одиночных ошибок, но не для их исправления.

Впрочем, можно
распознать позицию единичных (отдельных)
ошибок, если несколько слов предварительно
объединить в матрицу, а контрольные
разряды четности (дополнительные биты
проверки на четность) добавить к
информационным символам кодовых слов
построчно и по столбцам, например:

Правильно
Ошибка в первой строке, третий столбец

(выделена
подчеркиванием)

(неправильная
четность)

Однако если в таком
блоке одновременно появляется несколько
ошибок, то такой метод не принесет
пользы.

Маскирование
ошибок. Если
средняя вероятность появления ошибки
не превышает р_ош = 10^–5
и источником ошибок является шум в
канале передачи, то расчеты показывают,
что одиночные ошибки появляются в
среднем 2 раза в секунду, а двойные —
примерно 4 раза в сутки. В этих условиях
достаточно учитывать только одиночные
ошибки. Действие последних приводит к
искажению величины отдельных отсчетов
сигнала, и эффективным способом борьбы
с ними является обнаружение ошибочно
принятых кодовых слов с последующим
маскированием искаженных отсчетов. Для
обнаружения обычно используется уже
описанный выше принцип проверки на
четность, причем такой, чтобы число
единиц в кодовом слове было четным. При
приеме после выделения кодовых слов в
каждом из них подсчитывается число
единиц. Нечетное их число будет означать
наличие ошибки в данном кодовом слове.

Вероятность (p₀)
того, что при использовании данного
метода ошибка не будет обнаружена,
зависит как от вероятности (р_ош)
ее появления
в канале, так и от числа разрядов
(символов) т
в кодовом
слове, включая разряд четности. Величину
p₀
можно найти
по формуле

,
(1.38)

где
— число сочетанийт
символов по
2. Отсюда видно, что использование длинных
кодовых слов ведет к росту вероятности
необнаруженной ошибки.

Если одиночная
ошибка в кодовом слове обнаружена, то
ее маскирование после этого состоит в
замене искаженного отсчета. Обычные
методы, используемые для этого процесса,
показаны на рис. 1.21.
На рис. 1.21,
а отмечено
ошибочное значение отсчета. Самым плохим
наверняка является его замена на нуль,
т.е. выбрасывание отсчета с ошибочным
значением (рис. 1.21,
б). Лучше,
если ошибочный отсчет будет заменен на
значение предыдущего отсчета (рис.
1.21,
в).
Еще лучше, если его значение будет
получено как интерполяция значений
двух соседних отсчетов, например путем
вычисления среднего значения (рис.
1.21,
г).
Однако все же разность между восстановленным
и истинным значениями отсчета может
быть заметной на слух и намного превысить
шаг квантования.

Рис. 1.21
— Маскирование ошибочных отсчетов:

а
— обнаруженная ошибка в значении отсчета
s_n;
б — замена
ошибочного отсчета s_n
отсчетом с
нулевым значением; в
— коррекция (экстраполяция нулевого
порядка) через замену ошибочного отсчета
s_n
его предыдущим значением s_n–1;
г — интерполяция
первого порядка путем вычисления
среднего значения из предыдущего s_n–1
и последующего s_n+1
отсчетов

Поскольку слух
человека инерционен, то метод маскирования
оказывается эффективным, если число
ошибок не превышает одной-двух в секунду.
Это условие выполняется при вероятности
появления ошибки в канале р_ош = 10^–5.
При т = 6
в этом случае получаем, что вероятность
необнаруженной ошибки р₀ = 1510^–10,
что примерно соответствует требуемому
значению.

Увеличение р_ош
до значения
10^–4
ведет к резкому росту среднего числа
ошибок в секунду до 20. Метод интерполяции
первого порядка не обеспечивает полного
маскирования ошибок полезным сигналом,
они становятся уже заметными на слух.
Можно считать, что изложенный выше метод
маскирования применим, когда значение
р_от

10^–5.

Исправление
ошибок. Если
вероятность ошибки превышает р_ош = 10^–5,
то образуются пакеты ошибок и от их
маскирования приходится переходить к
исправлению. Для исправления ошибок
применяют помехоустойчивое кодирование.
При этом наиболее широкое распространение
получили блочные линейные (m,k)-ко-ды.
У таких кодов передаваемая последовательность
символов разделена на блоки, содержащие
одинаковое число символов. Общее число
символов (битов) в кодовом слове равно
m,
из них информационными являются первые
k
символов, а последние r = т – k
символов —
проверочными. Проверочные символы
формируются в результате выполнения
некоторых линейных операций над
информационными символами. В частности,
проверочные символы могут являться
суммой по модулю 2 различных сочетаний
информационных символов. Чем больше
число проверочных символов, тем больше
корректирующие возможности кода.
Особенностью линейного кода является
также то, что сумма (и разность) входящих
в код кодовых слов также является кодовым
словом, принадлежащим этому коду.

Корректирующие
коды характеризуются избыточностью.
Она определяется относительным
увеличением длины блока из-за введения
в него дополнительной проверочной
информации и оценивается выражением

(1.39)

где R
— избыточность
кода.

Наиболее известной
разновидностью блочных линейных (т,
k)-кодов
являются коды Хэмминга. Для каждого т
существует
(2^m–1,
2^m–1 – m)-код
Хэмминга. Кроме параметров т
и k,
важным
является минимальное расстояние d,
определяющее
меру различия двух наиболее похожих
кодовых слов. Расстоянием d
по Хэммингу
между двумя q-ичными
последовательностями х
и у
длины n
называется число позиций, в которых они
различны. Это расстояние обозначается
d(x,y).
Например,
если х = 10101
и у = 01100,
то имеем d(10101,
01100) = 3. При этом минимальное
расстояние кода равно наименьшему
значению из всех расстояний по Хэммингу
между различными парами кодовых слов
в коде; (п,
k)-код
с минимальным расстоянием d
называется
также (п,
k,
d)—кoдoм.

Из теории
помехоустойчивого кодирования известно,
что если произошло t
ошибок и
расстояние от принятого слова до каждого
другого больше t,
то декодер
исправит эти ошибки, приняв ближайшее
к принятому кодовое слово в качестве
действительного переданного. Это будет
всегда так, если

(1.40)

Например, для
обнаружения одиночной ошибки d = 2.
Это означает, что достаточно информационные
кодовые группы увеличить на один разряд.
Для исправления одиночных ошибок каждую
кодовую группу необходимо увеличить
уже на три разряда. С ростом кратности
ошибок объем требуемой дополнительной
информации резко возрастает. Так, для
числа k
битов
аудиоданных требуется следующее число
контрольных (дополнительных, проверочных)
битов r
в коде Хэмминга, чтобы ошибка могла быть
исправлена:

Контрольные биты
рассчитываются (вычисляются) путем
сложений по модулю 2. В них участвуют
информационные биты аудиоданных по
меньшей мере дважды. Чтобы с большой
вероятностью обнаружить ошибку в потоке
данных, информационные слова и контрольные
слова охватываются совместно в блоки.
Эти блоки затем снова рассматриваются
как отдельные единицы информации и
далее кодируются (блочный код). Иногда
удается исправлять конфигурацию из t
ошибок даже
в том случае, если неравенство (1.40)
не выполняется. Однако если d
< (2t
+ 1), то
исправление любых t
ошибок не
может быть гарантировано, так как оно
зависит от передаваемого слова и
конфигурации из t
ошибок,
возникших внутри блока.

При кодовом
расстоянии d = 3
коды Хэмминга имеют длину т = 2^r–1.
При двух проверочных символах r = 2
существует код Хэмминга (3,1); при r = 3
— код (7,4); при r = 4
— код (15,11)
и т.д. Коды, для которых d = 3,
могут исправлять одиночную ошибку. Для
нахождения места этой ошибки необходимо
выполнить r
проверок, представляющих собой операции
суммирования по модулю 2. Технически
это реализуется достаточно просто.
Например, (7,4)-код Хэмминга можно описать
с помощью реализации, приведенной на
рис. 1.22,
а.

Рис. 1.22
— Кодек для простого (7,4)-кода Хэмминга:

а — кодер;
б — декодер

При заданных
четырех информационных битах данных
(i₁,
i₂,
i₃,
i₄)
каждое кодовое слово дополняется тремя
проверочными битами, задаваемыми
равенствами

(1.42)

Знак «+» здесь
означает сложение по модулю 2: 0 + 0 = 0,
0 + 1 = 1, 1 + 0 = 1, 1 + 1 = 0. Шестнадцать
разрешенных кодовых слов (7,4)-кода
Хэмминга имеют вид (i₁,i₂,
i₃,
i₄,
r₁,
r₂,
r₃):

Пусть при передаче
в принятом слове v = (i‘₁,
i‘₂,
i‘₃,
i‘₄,
r‘₁,
r‘₂,
r‘₃).
По изображенному
на рис. 1.22,
б коду
вычисляются биты

(1.44)

Трехбитовая
последовательность (s₁,
s₂,
s₃)
называется
синдромом.
Она зависит
только от конфигурации ошибок. Всего
имеется восемь возможных синдромов:
один для случая отсутствия ошибки и по
одному для каждой из семи возможных
одиночных ошибок, при этом каждая ошибка
имеет только свой единственный синдром.
Несложно сконструировать цифровую
логику, которая по синдрому локализует
соответствующий ошибочный бит. После
исправления ошибки проверочные символы
опускаются. При наличии двух и более
ошибок код будет ошибаться: он предназначен
для исправления только одной одиночной
ошибки в кодовом слове группы.

При d = 4
коды Хэмминга имеют длину т = 2^r–1
и записываются
соответственно как (4,1); (8,4); (16,11) и т.д.
Они получаются из кодов Хэмминга с
минимальным расстоянием d = 3
добавлением к каждому кодовому слову
[см. (1.43)]
одного проверочного символа, равного
сумме по модулю 2 всех остальных символов,
как информационных, так и проверочных
для каждого кодового слова исходного
(7,4)-кода Хэмминга.

При выборе кода
важно определить мощность кода М,
т.е. максимальное
число кодовых слов в двоичном коде
длиной т
(множество
двоичных слов длины m)
при заданном кодовом расстоянии d.
Обычно при
d = 3

(1.45)

Следовательно,
(3, 1)-код Хэмминга состоит всего лишь из
двух кодовых слов. Для увеличения числа
кодовых слов необходимо увеличить длину
кодового слова: для (7,4)-кода Хэмминга
уже имеется 16 кодовых слов. С увеличением
m
растет сложность декодирования. Коды
Хэмминга в силу этой причины целесообразно
использовать для исправления одиночных
независимых ошибок при небольшом числе
возможных информационных символов. В
частности, коды Хэмминга используют
для передачи трехсимвольных комбинаций,
определяющих номер шкалы квантования
при кодировании ЗС с применением почти
мгновенного компандирования.

Достаточно простой
процедурой кодирования и декодирования
обладают линейные циклические коды
(CRC-коды),
где разрешенные кодовые слова формируются
из других разрешенных слов циклическим
сдвигом символов на один шаг вправо.
Цикличность позволяет уменьшить объем
памяти устройств, осуществляющих
кодирование и исправление ошибок, а
возможность записи кодовых слов в виде
степенных полиномов сводит процедуры
кодирования и декодирования к операциям
умножения и деления полиномов, легко
реализуемых технически.

Кодовое слово
Z – (a₀,
a₁,
a₂,…,
a_n–1),
состоящее из n
символов, определяется полиномом
Y(x) = a₀
+ a₁x
+ a₂x²
+…+ a_n–1x^n–1.
Среди всех полиномов, соответствующих
кодовым словам циклического кода,
имеется ненулевой полином наименьшей
степени. Он называется порождающим,
степень его
r = n – k
(k
— число
информационных символов, n
— число символов в кодовом слове), а
свободный член равен единице. Основная
особенность порождающего полинома
заключается в том, что он полностью
определяет циклический код (все кодовые
слова циклического кода) и является
делителем всех полиномов, соответствующих
кодовым словам циклического кода.

Процесс кодирования
при использовании циклического кода
состоит в следующем. Полином G(x)
степени
(k – 1),
характеризующий k-разрядное
передаваемое информационное кодовое
слово, умножается на х^r.
Полученный
полином G(x)x^r
степени
k+r–1
делится на
порождающий полином F(x).
В результате
деления образуется остаток q(x)
степени не
более r – 1.
Полином Q(x) =
= x^rG(x)
+ q(x),
делящийся
на F(x)
без остатка,
определяет каждое разрешенное кодовое
слово циклического кода. Члены полинома
Q(x)
со степенью
r+1
и выше соответствуют информационным
символам, смещенным на r
разрядов в
результате операции умножения, а остаток
q(x)
от деления
— поверочным символам. Для обнаружения
или исправления ошибок в циклическом
коде обычно используют операцию деления
полинома Q₁(x)
принятого
кодового слова на заранее известный
порождающий полином F(x).
Если остаток
от деления не равен нулю, то принятое
кодовое слово считается ошибочным.
Место ошибки определяется детектором
ошибки в результате сравнения остатка
от деления с эталонным полиномом,
хранящимся в памяти. Биты избыточности,
полученные изложенным выше способом,
передаются совместно с первоначальными
битами данных.

Пример.
Последовательность из n = 10
битов можно представить степенным
полиномом, например вида Р(х) = х⁹
+ х⁵
+
х²
+
1, который
представляет собой информационное
кодовое слово 1000100101. Разделим теперь
Р(х)
на порождающий
полином, называемый также генераторным
полиномом G(x).
Результатом
деления будут частное Q(x)
и остаток
R(х).

Возьмем в качестве
генераторного полинома G(x) = х⁵
+ x⁴
+ + х²
+ 1, представляющий
двоичное число 110101. Перемножим Р(х)
и первый
член полинома G(x),
имеющий
наивысшую степень, а полученный результат
затем разделим на G(x):

Выполним эти
вычисления

Передаваемое
кодовое слово D(x)
в этом случае
имеет вид

в примере
соответственно 1 0 0 0 1 0 0 1 0 1 0 0 0 1 1.
Декодирующее устройство делит эти биты
данных на G(x),
и если новый
остаток R‘(x) = 0,
то передача свободна от ошибок (без
ошибок). В противном случае из остатка
можно локализовать ошибку.

В качестве примера
на рис. 1.23
показаны структурные схемы кодирующего
и декодирующего устройств с использованием
циклического кода (29,24). Порождающий
многочлен этого кода имеет вид F₁(x) = x⁵
+ x²
+ 1. Первоначально (рис. 1.23,
а) ключ К
замкнут и на вход схемы последовательно
подаются информационные символы.
Одновременно эти же символы поступают
на выход. Кодер представляет собой здесь
многотактный линейный фильтр Хаффмена,
состоящий из элементов 1 — 5 сдвигового
регистра и двух сумматоров C1
и С2. Данное устройство выполняет деление
полинома x⁵G(x)
на порождающий
полином F₁(x).
После 24-х
тактов работы кодера в его регистре
образуется остаток q(x)
от деления.
На 25-м такте ключ К перебрасывается в
верхнее положение, и символы остатка
(поверочные символы) один за другим
поступают на выход кодера. За пять тактов
на выход поступают пять поверочных
символов и происходит обнуление регистра.
Затем происходит кодирование следующей
группы информационных символов.

Рис. 1.23
— Пример структурных схем кодера (а)
и декодера (б)

с использованием
циклического кода (29,24)

Принятый декодером
(рис. 1.23,
б) входной
сигнал запоминается регистром сдвига
PC
и одновременно через ключ К поступает
на устройство деления УД, подобное тому,
которое имеется в кодере. После поступления
в УД 29-ти символов (блок данного кода)
ключ К перебрасывается в нижнее положение
и поступление входного сигнала на УД
прекращается. Одновременно с выхода УД
сигнал поступает на детектор ошибки.
Если принятое кодовое слово не имеет
ошибок, то на выходе УД имеется нулевой
сигнал, что и фиксирует детектор, разрешая
без коррекции информационным символам
покидать PC
через сумматор С₃.
Если принято ошибочное кодовое слово,
то на выходе УД имеется ненулевой сигнал.
В этом случае продолжающийся тактовый
сдвиг разрядов сигнала в регистре УД
приводит к появлению кодового слова,
соответствующего эталонному полиному.
В тот же момент в детекторе формируется
исправляющий сигнал, который соответствует
положению ошибки в информационных
символах, проходящих через сумматор
С₃.
Исправляющий символ, поступающий от
детектора ошибок, исправляет ошибочный
информационный символ.

Подклассом
циклических кодов являются широко
распространенные коды
БЧХ (Боуза–Чоудхори–Хоквингема).
Для них справедливо правило: для любых
значений s
и q
< (2^s – 1)/2
существует двоичный циклический код
длиной n = 2^s – 1,
исправляющий все комбинации из q
или меньшего
числа ошибок и содержащий не более чем
sq
проверочных
символов. Так, код БЧХ (63,44), используемый
в системе спутникового цифрового
радиовещания, позволяет исправить две
или три ошибки, обнаружить и замаскировать
пять или четыре ошибки на каждый кодовый
блок из 63-х символов. При вероятности
ошибки р_ош = 10^–3
это означает появление одной необнаруженной
ошибки в час. Избыточность данного кода
составляет R = (63 – 44)/63 = 0,33
(33 %). Такой же избыточностью обладают и
циклические
коды Рида–Соломона. Двойной
код Рида–Соломона с перемежением
символов (CIRC-код)
как наиболее эффективный при исправлении
ошибок большой кратности нашел применение
в системе компакт-диска и цифровой
магнитной записи.

В последнее время
стали использоваться также сверточные
коды. В них обрабатывается непрерывная
последовательность символов без
разделения ее на независимые блоки.
Поверочные символы в каждой группе из
n₀
символов сверточного кода определяются
не только k₀
информационными
символами этой группы, но и информационными
символами предшествующих групп. Поэтому
он не является блочным кодом длины n₀.
Недостатком сверточных кодов является
возможное размножение ошибок, т.е.
появление нескольких ошибок на выходе
декодера, если одиночные ошибки оказались
не исправленными при декодировании.
Сверточные коды в сочетании с двойным
кодом Рида–Соломона с перемежением
символов предлагается использовать в
системе непосредственного цифрового
радиовещания.

Перемежение
символов.
Этот способ широко применяется для
защиты от пакетов ошибок длиной в сотни
разрядов, например в аппаратуре цифровой
записи сигналов. В принципе имеются три
возможности перемежения: перемежение
разрядов в пределах кодового слова,
соответствующего одному отсчету ЗС,
перемежение между разрядами разных
отсчетов сигнала ЗВ и рассредоточенное
размещение цифрового сигнала в канальных
интервалах цикла цифровой системы
передачи.

Перемежение старших
и младших разрядов в пределах одного
отсчета используется очень часто. При
этом младшие разряды, число которых
обычно равно или составляет более
половины всех разрядов отсчета,
размещаются равномерно между старшими
разрядами (рис. 1.24,
а). Здесь
кодовое слово является 12-сим-вольным,
из которых 11 информационных разрядов
(а1, a2…а11)
и один (b1)
— поверочный, определяемый как сумма
по модулю 2 пяти старших информационных
разрядов (a1,
а2…a5).
Поверочный разряд находится на последней
позиции, а самый младший 11-й разряд —
на первой. В этом случае пакеты ошибок,
состоящие из двух символов, и около 40 %
пакетов ошибок длительностью в три
символа приводят к появлению одиночной
(односимвольной) ошибки на выходе
декодера.

Перемежение
разрядов разных отсчетов сигнала в
принципе позволяет исправлять пакеты
ошибок любой длительности. Ошибки здесь
также преобразуются в одиночные (рис.
1.24,
б). На строке
1 условно записана исходная последовательность
кодовых слов по восемь символов в каждом.
Символы кодовых слов обозначены буквами
от а до
ж с
цифровыми индексами, определяющими
порядковый номер (место) разряда в слове.
Перед передачей или записью порядок
следования символов в последовательности
изменяется, например так, как это показано
в строке 2. Вначале передаются первые
разряды всех кодовых слов, затем вторые,
третьи и т.д. При приеме (воспроизведении)
порядок следования символов
восстанавливается (строка 3 на рис.
1.24,
б). Пусть при
передаче или считывании возник пакет
ошибок в этой последовательности. Места
ошибок обозначены звездочками.

Рис. 1.24
— К перемежению символов при защите от
ошибок:

а — перемежение
разрядов внутри 12-символьного кодового
слова;

б — перемежение
разрядов разных отсчетов; в
— перемежение старших

и младших разрядов
в восьми 10-разрядных отсчетах

В отсутствии
перемежения (строка 1) эти ошибки исказят
подряд символы а7,
a8,
б1,
б2,
б3,
б4,
б5.
Если же пакет
ошибок возник у сигнала, подвергнутого
перемежению (строка 2), то из строки 3
видно, что после операции, обратной
перемежению, пакет ошибок превратился
в совокупность одиночных ошибок, с
которым можно бороться уже описанными
выше способами.

Благодаря перемежению
ошибочно восстановленные отсчеты уже
не следуют друг за другом (рис. 1.25,
б), поэтому
они могут быть скорректированы путем
интерполяции, о которой говорилось уже
выше. При отсутствии перемежения после
считывания в восстановленном сигнале
(рис. 1.25,
а, 4)
появился бы
ряд отсутствующих отсчетов. Рисунок не
требует дополнительного пояснения.

Эффективность
данного метода особенно высока, если
перемежение символов в пределах одного
блока информации дополняется перемежением
самих блоков, как это, например, принято
в цифровых магнитофонах. Однако при
исправлении пакетов ошибок большой
длительности усложняются устройства
перемежения в связи с необходимостью
запоминать большое число отсчетов.
Кроме того, увеличиваются длина цикла
передачи и время задержки сигнала.

Рис. 1.25
— К пояснению принципа перемежения
отсчетов:

а — без
перемежения; б
— с
перемежением; 1
— исходный
аналоговый ЗС; 2
— отсчеты дискретизированного сигнала
(а
— без перемежения; б
—

с перемежением);
3 — пропадание
соседних отсчетов при считывании;

4 — восстановленные
отсчеты (а
— без перемежения,
б — с
перемежением); штриховой линией показаны
потерянные отсчеты при считывании,

их восстановление
возможно путем интерполяции

Размещение цифрового
ЗС в канальных интервалах цикла цифровой
системы передачи обычно производят
емкостью в один октет. Для примера на
рис. 1.24,
в
показано
перемежение восьми 10-разрядных отсчетов.
В первом октете размещены 1-й и 10-й разряды
первых четырех нечетных отсчетов, во
втором октете — 2-й и 9-й разряды тех же
отсчетов и т.д. Затем подобным же образом
перемежаются разряды четырех четных
отсчетов. При разделении отсчетов на
четные и нечетные пакет ошибок
длительностью в восемь символов не
приводит к одновременному искажению
соседних отсчетов. Последнее позволяет
использовать далее интерполяцию нулевого
или первого порядка при коррекции
восстановленных отсчетов.

ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА ОШИБОК В ЦИФРОВЫХ КАНАЛАХ СВЯЗИ

В.В. Исакова (КамчатГТУ)

В статье обсуждаются вопросы, связанные с методами и схемами измерений коэффициента ошибок в цифровых каналах связи, методами оценки качества цифровой модуляции с использованием глазковых диаграмм и диаграмм рассеяния, а также экспериментальная оценка основных эксплуатационных характеристик и параметров измерительных приборов и узлов систем связи.

The article covers the problems connected with the methods and the measuring schemes offailures’ coefficient in digital communication channels, the methods of quality evaluation of digital modulation with eyed diagrams usage and scattering diagrams and also experimental evaluation of specific maintenance characteristics and measuring parameters of devices and communication system assemblies

В настоящее время значительное количество информации в направлениях «судно — судно», «судно — берег» и «берег — судно» передается по цифровым каналам связи. Прежде всего, это режимы ТЕЛЕКС и ДАННЫЕ средств судовой радиосвязи. В цифровом виде передается информация системы НАВТЕКС.

Системы спутниковой связи ИНМАРСАТ полностью перешли на цифровую радиотелефонию.

В цифровых системах передачи предъявляются жесткие требования к вероятности приема сигналов с ошибками.

Передача сигналов в системах связи происходит в условиях воздействия на сигнал помех и шумов различной интенсивности и спектрального состава.

Помехи большого уровня могут вызвать изменение параметров канала связи: возможен срыв синхронизации на приемной стороне, неправильное определение уровня сигнала. В результате при декодировании сигнала возникают ошибки.

Оценкой вероятности ошибок является коэффициент ошибок £ош, определяемый как отношение числа ошибочно принятых элементов сигналов Ыош к общему числу принятых элементов Ыобщ.

кош Nош / Nобщ*

Обычно коэффициент ошибок является оценкой вероятности ошибок в приеме бита. В то же время часто информация передается в виде последовательности символов, каждый из которых состоит из нескольких бит (например, восьми), либо блоками, содержащими сотни и тысячи бит. Для большинства систем наличие одной или нескольких ошибок в неизвестном разряде символа или блока делает его бесполезным или ненадежным. В этом случае в качестве элемента цифрового сигнала можно рассматривать соответственно символ или блок.

Например, при передаче телефонного сигнала по цифровому каналу связи вероятность ошибок в приеме бита менее 10-6 не обнаруживается на слух. Вероятность ошибок 10-3 рассматривается как аварийное состояние системы передачи.

В системах передачи данных допустимым считается коэффициент ошибок в приеме символа 10-2.

Для примера рассмотрим систему связи ИНМАРСАТ-Fleet. Мультимедийное семейство терминалов ИНМАРСАТ-Fleet обеспечивает связь в режимах ТЕЛЕФОНИЯ, ФАКС, ДАННЫЕ и доступ к сети ИНТЕРНЕТ. Эти терминалы наиболее совершенны, обеспечивают потребителю большой комплекс услуг, относятся к четвертому поколению аппаратуры и являются мультимедийной аппаратурой связи, так как способны передавать и принимать все виды сообщений: символьную, графическую, звуковую, анимационную и видеоинформацию. Схема связи при использовании терминалов стандарта ИНМАРСАТ-Fleet приведена на рис. 1.

Стандарт ИНМАРСАТ-Fleet оптимально согласуется с цифровыми сетями связи технологии ISDN (Integrated Service Digital Network), где скорость передачи данных составляет 64 кбит/с и более.

Терминалы этого стандарта совместимы с любыми цифровыми ISDN-устройствами, такими как ISDN-модемы, видеотелефоны, маршрутизаторы локальных компьютерных сетей и т. д.

Протокол IP (Internet Proto^l) поддерживает режим передачи данных NPDS и обеспечивает мобильный высококачественный доступ к сети ИНТЕРНЕТ и к корпоративным сетям через спутниковый ИНТЕРНЕТ-модем. Роль провайдеров выполняют операторы береговых земных станций ИНМАРСАТ.

и третьего поколении

Терминал спутниковой связи Инмарсат М4

Береговая земная станция спутниковой связи

Факс

Телефон

Поставщики ISDN услуг 64 Кбит/с

Локальные вычислительные сети 64 Кбит/с

Рис. 1. Система связи ИНМАРСАТ-Fleet

Сеть ИНМАРСАТ, построенная на базе протокола ИНТЕРНЕТ IP, обеспечивает эффективную работу прикладных программ, в которых данные передаются пакетами, чередующимися с промежутками времени, когда данные не передаются: электронная почта E-mail, доступ к WWW-страницам, подключение к локальным корпоративным вычислительным сетям и частным сетям ИНТЕРНЕТ. Сюда же относятся и такие задачи, как обмен файлами и загрузка файлов из ИНТРАНЕТ.

На своем пути от одного абонента к другому информационный сигнал неоднократно подвергается усилению и преобразованию на другие частоты.

Так как ошибки, возникающие в регенерационных участках, независимые, то результирующая вероятность ошибок всей цифровой системы передачи равна сумме вероятностей на отдельных участках. Поэтому вероятность ошибки в приеме бита на каждом отдельном участке не должна превышать, как правило, величину 10-12.

Причинами возникновения ошибок являются тепловые шумы, межсимвольные помехи, помехи от взаимных влияний, импульсные помехи, возникающие в различных узлах канала связи, фазовая нестабильность (дрожание) сигнала.

Чем в большей степени уровень сигнала превышает уровень шумов и помех (чем больше отношение сигнал/шум), тем меньше вероятность возникновения ошибок при декодировании сигнала.

Вычисление вероятности ошибки при определенном отношении сигнал/шум для разных видов сигналов и помех выполняется по разным формулам.

Действующие в цифровых трактах передачи шумы описываются распределением Г аусса. Для этого случая вероятность ошибки определяется интегралом вероятностей.

На рис. 2 показаны зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал/шум для квази-троичного сигнала AMI (квазитроичный код с чередованием полярности импульсов — ЧПИ). В данном сигнале происходит чередование полярности импульсов. Аналогичная зависимость для сигнала HDB3 отличается всего на 0,1 дБ (сигнал HDB3 отличается от AMI сигнала тем, что в него вводят дополнительные импульсы в случае длинных последовательностей нулей).

Зависимость вероятности ошибки от отношения сигнал/шум для нормальных шумов (например, тепловых) имеет вид, показанный на рис. 2, а. Вероятность ошибок резко зависит от соотношения сигнал/шум. Изменение отношения сигнал/шум на 0,5… 1 дБ может вызывать изменение вероятности ошибок на порядок. Это явление называют пороговым эффектом.

Рис. 2. Зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал/шум для квазитроичного сигнала АМ1: а — для нормальных шумов; б — для импульсных помех

Пороговый эффект отличает цифровые системы передачи от аналоговых систем, где постепенное увеличение искажений и шумов приводит также к постепенному ухудшению качества передачи.

Зависимость вероятности ошибки от отношения сигнал/шум для импульсных помех имеет другую форму (рис. 2, б). Импульсные помехи возникают в результате работы реле и коммутаторов, ключевых устройств.

Шумы и импульсные помехи могут действовать одновременно. Часто бывает достаточно учитывать только импульсные помехи, так как они по уровню превышают шумы.

Обычно приходится измерять малые значения коэффициента ошибок в течение длительного времени, так как для обеспечения заданной точности измерения требуется зафиксировать определенное количество ошибок.

Абсолютная погрешность измерения коэффициента ошибок характеризуется выражением

°=КШ /^ ,

где Ыош — число ошибок.

Относительное значение погрешности измерения коэффициента ошибок

где tp — коэффициент, определяемый через интеграл вероятностей для заданной доверительной вероятности Р. При Р = 0,95 значение t = 1,96 .

Даже при больших скоростях передачи требуемое время измерения может достигать многих десятков часов. Это обстоятельство определяет главный недостаток измерителей коэффициента ошибок.

Измерение коэффициента ошибок не позволяет судить о распределении ошибок во времени. Для определения распределения ошибок можно измерять интервалы времени между моментами появления соседних ошибок. На основании множества таких измерений можно построить гистограммы, отражающие распределение интервалов времени, свободных от ошибок.

Наряду с одиночными ошибками, при передаче могут возникать пакеты ошибок. Пакет ошибок — это совокупность некоторого числа бит, начинающаяся и заканчивающаяся ошибочно принятыми битами.

По методу измерения коэффициента ошибок ГОСТ устанавливает два типа измерителей:

ИКО-1 — средства измерения коэффициента ошибок, основанные на методе обнаружения ошибок путем сравнения единичных элементов принимаемого измерительного псевдослучайного сигнала с переданным;

ИКО-2 — основанные на методе обнаружения ошибок в рабочем цифровом сигнале электросвязи путем определения нарушений правил кодообразования сигнала (запрещенных комбинаций).

Измерители ИКО-1 используют специальный измерительный сигнал и требуют перерыва связи. Такие измерители позволяют измерять коэффициент ошибок для отдельных компонентов системы передачи при их изготовлении.

Измерители ИКО-2 позволяют измерять коэффициент ошибок без перерыва связи, могут использоваться для непрерывного контроля качества связи.

Вариант структурной схемы измерителя ошибок в цифровых каналах связи приведен на рис. 3.

К цифровом}7 индикатору Рис. 3. Структурная схема измерителя ошибок в цифровых каналах связи

Одним из известных измерителей ошибок является «Генератор ПСП — анализатор кодовых последовательностей ГК5-83». Данный прибор сочетает в себе возможности ИКО-1 и ИКО-2. Анализатор позволяет обнаруживать ошибки как сравнением принимаемой ПСП с ПСП, генерируемой в анализаторе (аналогично ИКО-1), так и нарушением правил кодообразования (аналогично ИКО-2). Все параметры импульсных последовательностей строго нормированы. Наличие микро-ЭВМ позволяет реализовать систему тестовой и функциональной диагностики прибора.

Измерители коэффициента ошибок по методу псевдоошибок

Для сокращения времени измерений малых коэффициентов ошибок в настоящее время измерения выполняются по методу псевдоошибок (рис. 4).

Рис. 4. Структурная схема измерителя коэффициента ошибок по методу псевдоошибок

Согласно данному методу при измерении коэффициента ошибок преднамеренно создаются условия, при которых вероятность ошибок значительно возрастает. Обычно данные условия получают путем искусственного добавления шума к рабочему сигналу (рис. 3) или изменением порога срабатывания решающего устройства регенератора относительно оптимального значения. В результате таких измерений получаем оценку коэффициента псевдоошибок кпош.

Учитывая детерминированный характер вводимых изменений, можно теоретически или

экспериментально устанавливать вид функциональной связи кош = У(^пош). Используя данную зависимость, можно вычислять коэффициент ошибок. При этом время измерения значительно сокращается.

Для работающей цифровой системы передачи (ЦСП) такие изменения в канале связи недопустимы. Для практической реализации этого метода на работающей ЦСП в контролируемой точке организуется дополнительный канал обработки информации, идентичный реальному.

Например, при контроле кош на выходе решающего устройства регенератора необходимо организовать параллельный канал с аналогичным решающим устройством.

Применение метода псевдоошибок позволяет на несколько порядков сократить время измерения и тем самым обеспечить оперативный контроль качества цифровых систем передачи. Чем большие изменения параметров произведены в дополнительном канале (например, больше отклонение порога решающего устройства от оптимального значения), тем больше будет коэффициент ошибок и меньше время измерения. Однако одновременно с уменьшением требуемого времени измерения падает чувствительность метода. В связи с этим при выборе режима необходимо искать компромисс между точностью и скоростью измерения.

Применение глазковых диаграмм

Зависимость вероятности ошибки от отношения сигнал/шум можно проанализировать с помощью глазковой диаграммы.

Для сигнала с изменяющейся амплитудой глазковую диаграмму можно получить с помощью электронного осциллографа, совмещая принимаемые реализации сигнала во времени таким образом, чтобы моменты отсчета значения каждого сигнала находились в одной точке. Для этого сигнал подается на вход канала вертикального отклонения осциллографа, а развертка синхронизируется с тактовой частотой передачи информации.

Фактически глазковая диаграмма представляет собой изображение на экране осциллографа результатов наложения изображений импульсных сигналов, сдвинутых по фазе относительно друг друга на угол ф = + п или ф = 0. Искажение импульса в процессе передачи по каналу связи приводит к «размытости» линий. По степени этой «размытости» можно судить о параметрах канала связи.

Процесс получения глазковых диаграмм иллюстрирует рис. 5.

и>-

V

же

иг

в

г

д

е

Рис. 5. Процесс получения глазковых диаграмм: а — одна из возможных форм двухуровневого сигнала; б — тот же сигнал после прохождения через узкополосную цепь; в, г, д — варианты возможных последовательно индицируемых на экране осциллографа импульсных последовательностей; е — диаграмма, полученная при наложении многих реализаций с идеальной формой импульсов, совмещенных в точке отсчета; ж — диаграмма, полученная при наложении многих реализаций с реальной формой импульсов, совмещенных в точке отсчета, з — глазковая диаграмма двухуровневого сигнала; и — глазковая диаграмма для трехуровневого сигнала

Наибольшее расстояние по вертикали В между двумя ближайшими уровнями множества реализаций сигнала в точке отсчета гТ называется раскрывом диаграммы. Расстояние В/2 от внутренней границы диаграммы до ее середины определяет запас помехоустойчивости регенератора. Запас помехоустойчивости равен минимальному дополнительному уровню шума, который может вызвать ошибку. Ширина раскрыва диаграммы определяется фазовым дрожанием. Максимальный запас помехоустойчивости обеспечивается, если принятие решения о переданном

бите производится в момент времени гТ.

Для сигнала с качественной модуляцией и большим отношением сигнал/шум на глазковой диаграмме траектория должна быть достаточно узкой и мало отклоняться от номинальных точек.

Отношение сигнал/шум

д = 201в(£/иш), [дБ]

является мерой помехоустойчивости регенератора. Здесь иш — это среднее квадратическое значение напряжения шума.

В квазитроичном сигнале имеют место три уровня передаваемого сигнала: положительный импульс +1, отрицательный импульс -1 и нулевой 0. Допустимое напряжение шума определяется величиной наименьшего раскрыва и для глазковой диаграммы трехуровневого сигнала не должно превышать В/2.

Оценка качества модуляции с использованием диаграммы рассеяния

Диаграммы рассеяния представляют собой диаграммы сигнала в полярных координатах с накоплением. На диаграмме рассеяния наглядно видно влияние шумов, которое приводит к размыванию точек состояния [6].

С помощью диаграммы рассеяния можно обнаружить такие виды искажений, как потеря синхронизации, нелинейные искажения, наличие тепловых и фазовых шумов, наличие фазового джиттера, влияние ограничения полосы частот, влияние неидеальности квадратурных составляющих, влияние качества сигнала синтезатора.

Рис. б. Схема измерителя коэффициента ошибок при передаче информации по цифровому каналу связи

Схема, приведенная на рис. б, позволяет выполнить измерения коэффициента ошибок при передаче информации по цифровому каналу связи в зависимости от мощности шума (отношения сигнал/шум). Одновременно можно наблюдать вид диаграмм рассеяния на входе и выходе канала связи с шумами и спектр принимаемого сигнала.

В канале связи для достижения высокой скорости передачи (54 Мбит/с) используются мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM) с несущей частотой порядка 5 ГГц. Вид модуляции — квадратурная амплитудная (КАМ-16). Для коррекции ошибок в данной технологии используется сверточное кодирование с перемежением.

Измерение коэффициента ошибок на выходе канала передачи информации и измерение параметров глазковой диаграммы выполняются на модели асимметричной цифровой абонентской линии (ADSL), которая позволяет потребителю принимать сигналы со скоростью до 8 Мбит/с, а передавать — со скоростью до 1 Мбит/c.

На рис. 7 представлен широкополосный модем ADSL.

В данной реализации ADSL используется DMT модуляция, использующая 256 дискретных несущих частот, отстоящих друг от друга на 4,3125 кГц.

Рис. 7. Измерительная схема для наблюдения изменения глазковых диаграмм при изменении шумовых параметров цифровых каналов передачи информации

Главным достоинством такой модуляции является возможность точной адаптации к параметрам тракта. На каждой частоте происходит независимая передача части данных с помощью КАМ-сигналов с различным числом уровней. Меньшее количество уровней используется в частотных диапазонах с большим затуханием. Частотные диапазоны, на которых осуществляется передача, перекрываются. Однако это не приводит к появлению перекрестных помех при точной синхронизации по времени.

Двоичная тестовая последовательность разбивается на кадры (блоки битов) и передается в соответствии со спецификацией ЛБ8Ь через имитатор линии к анализатору, вычисляющему коэффициент ошибок. Имитатор линии реализован на основе фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ), имеющего 101 коэффициент.

Измерительная схема, представленная на рис. 7, позволяет наблюдать изменения глазковых диаграмм при изменении шумовых параметров цифровых каналов передачи информации и оценить связь между формой глазковых диаграмм и коэффициентов ошибок.

Литература

1. Винокуров В.И. Электрорадиоизмерения: Учеб. пособие для радиотехнических специальностей вузов. — М.: Высш. шк., 1986. — 351 с.

iНе можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.

2. Хромой Б.П. и др. Метрологическое обеспечение систем передачи: Учеб. пособие для вузов / Под ред. Б.П. Хромого. — М.: Радио и связь, 1991. — 392 с.

3. Метрология и электрорадиоизмерения в телекоммуникационных системах: Учеб. для вузов / В.И. Нефёдов, А.С. Сигов, В.К. Битюков и др.; Под ред. В.И. Нефёдова и А.С. Сигова. — М.: Высш. шк., 2005. — 599 с.

4. Кушнир Ф.В., Савенко В.Г., Вернин С.М. Измерения в технике связи: Учеб. для вузов. — М.: Связь, 1976. — 432 с.

5. Метрология и электрорадиоизмерения в телекоммуникационных системах: Учеб. для вузов / В.И. Нефёдов, В.И. Хахин, Е.В. Федорова и др.; Под ред. В.И. Нефёдова. — М.: Высш. шк., 2001. — 383 с.

6. Метрология, стандартизация и измерения в технике связи: Учеб. пособие для вузов / Б.П. Хромой, А.В. Кандинов, А.Л. Сенявский и др.; Под редакцией Б.П. Хромого. — М.: Радио и связь, 1986. — 424 с.

7. ЕлизаровА.С. Электрорадиоизмерения: Учеб. для вузов. — М.: Высш. шк., 1986.

Контроль параметров ошибок в трактах цифровых систем передачи

Содержание

Введение

.
Контроль параметров ошибок в трактах цифровых систем передачи

.
Определение мест повреждения кабеля

.1
Виды повреждений кабельных линий, краткая характеристика методов их обнаружения

.2
Дистанционные методы

Список
использованной литературы

Введение

Основной тенденцией развития телекоммуникаций во
всем мире является цифровизация сетей связи, предусматривающая построение сети
на базе цифровых методов передачи и коммутации. Это объясняется следующими
существенными преимуществами цифровых методов передачи перед аналоговыми:

) Высокая помехоустойчивость.

Представление информации в цифровой форме
позволяет осуществлять регенерацию (восстановление) этих символов при передаче
их по линии связи, что резко снижает влияние помех и искажений на качество
передачи информации.

) Слабая зависимость качества передачи от длины
линии связи.

В пределах каждого регенерационного участка
искажения передаваемых сигналов оказываются ничтожными. Длина регенерационного
участка и оборудование регенератора при передаче сигналов на большие расстояния
остаются практически такими же, как и в случае передачи на малые расстояния.
Так, при увеличении длины линии в 100 раз для сохранения неизменным качества
передачи информации достаточно уменьшить длину регенерационного участка лишь на
несколько процентов.

) Стабильность параметров каналов цифровой
системы передачи (ЦСП).

Стабильность и идентичность параметров каналов
(остаточного затухания, частотной и амплитудной характеристик и др.)
определяются, в основном, устройствами обработки сигналов в аналоговой форме.
Поскольку такие устройства составляют незначительную часть оборудования ЦСП,
стабильность параметров каналов в таких системах значительно выше, чем в
аналоговых. Этому также способствует отсутствие в ЦСП влияния загрузки системы
на параметры отдельных каналов.

4) Эффективность использования пропускной
способности каналов для передачи дискретных сигналов.

При вводе дискретных сигналов непосредственно в
групповой тракт ЦСП скорость их передачи может приближаться к скорости передачи
группового сигнала. Если, например, при этом будут использоваться временные
позиции, соответствующие только одному каналу ТЧ, то скорость передачи будет
близка к 64 кбит/с, в то время как в аналоговых системах она обычно не
превышает 33,6 кбит/с.

) Возможность построения цифровой сети связи.

Цифровые системы передачи в сочетании с
цифровыми системами коммутации являются основой цифровой сети связи, в которой
передача, транзит и коммутация сигналов осуществляются в цифровой форме. При
этом параметры каналов практически не зависят от структуры сети, что
обеспечивает возможность построения гибкой разветвленной сети, обладающей
высокими показателями надежности и качества.

1. Контроль параметров ошибок в
трактах цифровых систем передачи

В настоящее время существует множество методик
контроля, включающих методики измерений, анализа и тестирования с целью
установления соответствия контролируемого параметра норме. В данной работе
рассмотрим лишь небольшую часть существующих методик.

Рассмотрим методики контроля коэффициента
ошибок.

Так как появление ошибок является следствием
совокупности всех текущих условий передачи цифровых сигналов, имеющих случайный
характер, при отсутствии данных о законе распределения ошибок его отдельные
элементы могут быть определены с определенной степенью достоверности только по
результатам продолжительных измерений. В то же время на практике необходимо,
чтобы значения параметров ошибок для ввода в эксплуатацию и технического
обслуживания систем передачи основывались на достаточно коротких интервалах
времени измерения. Исходя из этого, определены следующие параметры ошибок для
одиночного цифрового канала (ОЦК):

• секунда с ошибками (errored second, ES) —
односекундный интервал, содержащий хотя бы один ошибочный бит;

• секунда, пораженная ошибками (severely errored
second, SES) — односекундный интервал с BER≥10-3, и коэффициенты ошибок:

• коэффициент ошибок по секундам с ошибками
(ESR) — отношение числа ES к общему числу секунд в период готовности в течение
фиксированного интервала контроля;

• коэффициент ошибок по секундам, пораженным
ошибками (SESR) — отношение числа SES к общему числу секунд в период готовности
в течение фиксированного интервала контроля.

Для сетевых трактов показатели ошибок определены
такими параметрами, как:

• блок — последовательность бит, ограниченная по
числу бит, относящихся к данному тракту; при этом каждый бит принадлежит только
одному блоку. Количество бит в блоке зависит от скорости передачи и
определяется по отдельной методике;

• блок с ошибками (Errored Block, EBr) — блок, в
котором один или несколько битов, входящих в блок, являются ошибочными;

• секунда с ошибками (Errored Second, ESr) —
период в 1 секунду с одним или несколькими ошибочными блоками;

• период с серьезными нарушениями (Severely
Disturbed Period, SDP) — период длительностью, равной 4 смежным блокам, в
каждом из которых коэффициент ошибок ≥10-2 или в среднем за 4 блока
коэффициент ошибок ≥10-2, или же наблюдалась потеря сигнальной
информации;

• секунда, пораженная ошибками (Severely Errored
Second, SESr)

период в 1 секунду, содержащий >30% блоков с
ошибками (ЕВ) или, по крайней мере, один период с серьезными нарушениями (SDP);

• коэффициент ошибок по секундам с ошибками
(ESR) — отношение числа ESr к общему числу секунд в период готовности в течение
фиксированного интервала измерений;

• коэффициент ошибок по секундам, пораженным
ошибками SESR — отношение числа SESr к общему числу секунд в период готовности
в течение фиксированного интервала измерений;

• блок с фоновой ошибкой (Background Block
Error, BBE) — блок с ошибками, не являющийся частью SES;

• коэффициент ошибок по блокам с фоновыми
ошибками BBER — отношение числа блоков с фоновыми ошибками ко всему количеству
блоков в течение готовности за фиксированный интервал измерений, за исключением
всех блоков в течение SESr;

• период неготовности для одного направления
тракта — это период, начинающийся с 10 последовательных секунд SES (эти 10
секунд считаются частью периода неготовности) и заканчивающийся до 10
последовательных секунд без SES (эти 10 секунд считаются частью периода
готовности).

Здесь под периодом неготовности для тракта
понимается период, когда хотя бы одно из направлений его находятся в состоянии
неготовности.

Данные параметры ошибок должны оцениваться в
течение времени готовности (available time), отсчет которого начинается с
первой секунды из десяти следующих друг за другом секунд, в каждой из которых
BER<10-3.

Покажем одну из возможностей определения норм,
например, определяемых рекомендациями ITU-T M.2100 регламентирующими нормы
качества (performance objectives, РО) на выраженные максимальным процентом
времени параметры ошибок. Считается, что последние зависят только от скорости
передачи и приводятся для условного эталонного соединения определенной
протяженности и распределяются по участкам соединения соответствующей категории
качества.

В качестве эталонной модели такого распределения
принимается участок высокой категории качества протяженностью 25000 км,
которому присваивается 40% от общей нормы качества на параметры ошибок передачи
точка-точка, что в пересчете на 1 км, дает 0.0016 %/км. Поэтому распределение,
пропорциональное протяженности L км тракта высокой категории качества, будет
определяться как

=0.0016•1 %/км.

Эксплуатационная норма качества на цифровые тракты
и каналы обычно представляется в виде эталонной нормы качества (reference
performance objective, RPO)

= A•T•PO,

где PO — норма качества оцениваемого параметра,
a f = 86400 с (1 сутки) — продолжительность контроля (количество односекундных
интервалов).

Для анализа результатов, полученных в процессе
контроля, используются также предельные значения 51 и 52 норм, которые
соответствуют числу событий (ES, SES) и определяются, как:

= RPO/2 — D и S2 = RPO/2 + D,

где D = 2√BIS0 — дисперсия оцениваемого
параметра. При этом значения RPO , D ,S1 и S2 выражаются в виде числа событий
за установленный интервал времени, а не в виде процентов времени.

Контроль коэффициента ошибок может
осуществляться двумя методами:

• тестированием каналов и трактов ЦСП с
использованием на передающей стороне генератора псевдослучайных и
детерминированных последовательностей передаваемых кодированных символов, а на
приемной — собственно измерителя коэффициента ошибок. В случае посимвольного
сравнения кодов данное измерение может быть выполнено с использованием шлейфа,
т.е. путем измерения ошибок с одной оконечной станции при установке на
противоположном конце шлейфа;

• выделением ошибок благодаря избыточности
используемых кодов при измерениях от передающей до приемной сторон тракта или участка
линии, т.е. когда выделение и фиксация ошибок производятся на ее приемном
конце.

Очевидно, что в первом случае требуется
использование одного комплекта, а во втором — двух комплектов средств контроля
(рис. 1), при этом измеренное значение коэффициента ошибок отражает качество
передачи при прохождении сигнала в обоих направлениях и в каждом направлении,
соответственно.

Рисунок 1 — Контроль показателей качества
цифрового тракта

В соответствии с данными схемами, на вход
цифрового тракта (передающая сторона) подаётся (желательно сформированный в
стандартный цикл) цифровой сигнал псевдослучайной последовательности (ПСП),
скорость и период которого задаются в соответствии с иерархическим уровнем
измеряемого тракта, согласно таблице 1 рекомендации ITU-T 0.151. На приёмной
стороне к выходу цифрового тракта подключается вход измерителя ошибок.

Таблица 1

В период технической эксплуатации контроль
параметров ошибок проводится при локализации неисправности или при
исследованиях с целью поиска путей повышения качественных показателей и
надёжности цифровых каналов и трактов. В первом случае контроль осуществляется
с целью нахождения неисправного участка канала или тракта. При этом процесс локализации
повреждения должен начинаться либо с момента времени индикации аварийного
состояния, либо при поступлении жалоб пользователей. При наличии аппаратного
контроля в оборудовании, анализ и оценка показателей ошибок проводится в
процессе работы с учётом выявленных аномалий и дефектов путем сравнения их с
пороговыми (предельными) значениями, а также установлением наличия сигналов
превышения порогов, поэтому использование измерительных приборов в этом случае
не обязательно.

Информация о показателях ошибок основана на
контроле их в соответствии с требованиями ITU-T M.2100, причем эта информация
должна быть связана со временем и сохраняться для проведения долговременного
анализа.

В рассматриваемом случае информация об уровне
качества основана на сравнении показателей ошибок с установленными порогами и
является инициирующей для включения аварийной сигнализации.

К дефектам, характеризующим изменения состояния
цифрового сигнала от его нормального состояния, при этом относятся:

• пропадание сигнала (LOS); (d1)

• сигнал индикации аварийного состояния
(AIS);(d2)

• пропадание циклового сигнала. (d3)

К аномалиям в принимаемом сигнале относят:

• цикловой синхросигнал с ошибками;(a1)

• блок с ошибками (ЕВ), обнаруженный с помощью
EDC.(а2)

Полученная информация об аномалиях и дефектах
сводится к конкретным значениям показателей ошибок в соответствии с критериями
перевода, приведенными в таблице 2 для того или иного типа тракта, к которым
относятся:

• тип 2 — тракты с цикловой структурой;

• тип 3 — тракты без циклов.

Таблица 2

* — если в течение интервала одного блока
возникает более чем одна аномалия a1 или а2, должна отсчитываться одна
аномалия.

** — значения «х» для трактов разного порядка
указаны в нормах на цифровые тракты.

*** — оценки ESR и SESR должны быть идентичны,
так как события SES являются частью совокупности событий ES.

При отсутствии контроля в рабочем режиме,
единственная возможность локализации неисправности заключается в поэтапном
контроле показателей ошибок на цифровых участках с использованием
соответствующих средств измерений.

Для оценки показателей ошибок могут быть
использованы 15-минутные и 24-часовые пороги уровня качества для показателей
ошибок:

• уровень неприемлемого качества (UP) —
15-минутный порог;

• уровень ухудшенного качества (DP) — 24-часовой
порог. Пороги могут быть рассчитаны по формулам:

UP = 0.75 RPO (с) и DP>= 10 RPO (с),

где RPO — норма на показатели ошибок.

Также существуют помимо вышеописанной методики
следующие методики контроля:

Методика контроля энергетического потенциала
линии связи и чувствительности приемного устройства;

Методы контроля характеристик фазового дрожания
дрейфа фазы:

) Контроль выходного фазового дрожания;

) Контроль фазового дрожания, вызванного
корректировкой указателя;

) Контроль максимальной величины выходного
фазового дрожания;

) Контроль устойчивости работы цифрового канала
или тракта при подаче на вход сигналов с предельным значением фазового дрожания
или дрейфа;

) Контроль передаточной функции фазового
дрожания.

Контроль проскальзывания цифрового сигнала в
цифровом тракте;

Контроль времени задержки в цифровом тракте;

Контроль каналов и трактов по потоку E1;

Контроль по параметрам стыка аппаратуры систем
передач.

2. Определение мест повреждения
кабеля

.1 Виды повреждений кабельных линий,
краткая характеристика методов их обнаружения

Все повреждения по характеру делятся на
устойчивые и неустойчивые, простые и сложные.

К устойчивым повреждениям относятся короткие
замыкания (КЗ), низкоомные утечки и обрывы. Характерной особенностью устойчивых
повреждений является неизменность сопротивления в месте повреждения с течением
времени и под воздействием различных дестабилизирующих факторов.

К неустойчивым повреждениям относятся утечки и
продольные сопротивления с большими величинами сопротивлений, «заплывающие
пробои» в силовых кабельных линиях, увлажнения места нарушения изоляции и
другие. Неустойчивые повреждения могут самоустраняться, оставаться
неустойчивыми или переходить при определенных условиях в устойчивые.
Сопротивление в месте неустойчивого повреждения может изменяться как с течением
времени, так и под воздействием различных дестабилизирующих факторов
(напряжения, тока, температуры и др.)

Устойчивость повреждения может быть определена
посредством измерения сопротивления изоляции и прозвонки поврежденного кабеля
при отсутствии или наличии дестабилизирующих факторов. Это первая операция
является обязательной для определения места повреждения как силовой кабельной
линии.

Рассмотрим дистанционные и трассовые методы
определения повреждений в кабельных линиях.

Важная роль из всех операций принадлежит
операции «Обнаружение зоны нахождения места повреждения» дистанционными
методами.

Успешное решение операции дистанционного
определения расстояния до зоны нахождения места повреждения измерением с одного
конца кабеля позволяет значительно сократить трудоемкость и время точного
определения места повреждения, так как зона обследования кабельной линии
трассовыми методами существенно сужается. Это наиболее актуально для
протяженных кабельных линий.

Наибольшей эффективности обнаружения мест
повреждения кабельных линий можно добиться совместным использованием приборов
дистанционного определения мест повреждения и приборов трассового поиска мест
повреждения. Для этого сначала прибором дистанционного типа определяют зону
нахождения места повреждения, а затем трассовым прибором в зоне нахождения
места повреждения определяют трассу залегания кабельной линии и определяют
точное местонахождение повреждения.

При этом возникает вопрос о возможности обнаружения
и точного определения места повреждения только прибором дистанционного типа или
только прибором трассового типа, например в случае отсутствия или выхода из
строя одного из приборов.

Удобства применения приборов дистанционного
типа, в частности основанных на методе импульсной рефлектометрии, обусловлены
прежде всего возможностью проведения измерений с одного конца кабельной линии и
достаточно точным определением расстояния до места повреждения, имея в виду
расстояние, проходимое электрическим импульсом по линии.

Точно указать место повреждения на трассе по
результатам замеров локационным прибором возможно при укладке кабеля в коробах
или в метро — при наличии точной разметки трассы и по дополнительным признакам
(наличию видимого обрыва, пережатию, нарушению защитного покрова или брони,
следам от пробоя или выгорания участка кабеля, увлажнению и т.п.).

Приборы трассового поиска позволяют определить
трассу, глубину залегания и точное местонахождение повреждения кабельной линии.

Основной недостаток трассовых методов
заключается в том, что при неизвестной зоне нахождения места повреждения для
точного его определения трассовым методом потребуется пройти с трассоискателем
вдоль всей трассы. Это приводит к большим затратам, особенно для протяженных
кабельных линий или в трудно доступных местах.

Дистанционные методы измерения мест могут быть
использованы для

решения различных задач:

измерения длины кабельных или воздушных линий
связи, электропередачи, контроля, управления и т.д.,

измерения расстояния до места повреждения или
неоднородности линии,

определения типа повреждения линии (обрыв,
короткое замыкание, утечка в изоляции кабельной линии, появление в жилах
дополнительного продольного сопротивления, и другие),

измерения параметров кабельной линии, таких как
сопротивление изоляции, сопротивление шлейфа, емкость кабеля.

При решении задачи определения места повреждения
открытой кабельной линии для точного поиска места повреждения может быть
достаточно только дистанционного метода.

Наиболее распространенными дистанционными
методами измерения являются импульсные методы и мостовые методы.

Импульсные методы измерения базируются на теории
распространении импульсных сигналов вдоль линий.

Длительность этих импульсов значительно меньше
времени прохождения их вдоль всей линии, поэтому в каждый момент времени
импульс присутствует только на коротком участке линии.

Импульсные методы позволяют: измерить расстояние
(электрическую длину линии) до места повреждения или неоднородности (муфты,
кабельной вставки), определить вид повреждения (короткое замыкание, обрыв,
утечки, перепутывание жил, и т.д.)

Мостовые методы, применяемые для измерения
кабельных линий, используют постоянный ток или переменный ток частотой от
нескольких герц до нескольких сотен герц.

Мостовые методы позволяют измерить сопротивление
изоляции кабельной линии, сопротивление шлейфа (двух жил, закороченных на
конце), емкость кабеля, расстояние до места обрыва, расстояние до места
высокоомной утечки в изоляции линии.

Импульсные сигналы распространяются в линии с
очень большой скоростью, которая зависит от изоляции между проводниками. Так,
например, в воздушных линиях, где изолятор — воздух, скорость распространения
импульсных сигналов близка к скорости света. В кабелях с резиновой изоляцией
скорость распространения импульсных сигналов ориентировочно в 3 раза меньше,
чем скорость света.

Если линия однородная и не содержит повреждений,
то импульсный сигнал беспрепятственно распространяется от начала до конца
линии. Если же на его пути встречаются неоднородности (барьеры), например
нарушение изоляции между проводниками, то часть энергии этого импульса проходит
через эту неоднородность, а часть отражается и начинает распространятся в
обратном направлении — к началу линии.

Если же линия короткозамкнута или оборвана, то
вся энергия импульса отражается и возвращается к началу линии. Измерив время
задержки посланного в линию импульса и принятого из линии, можно определить
расстояние до места повреждения.

В зависимости от источника формирования
посланного (зондирующего) импульса импульсные методы можно разделить на
следующие: локационные (методы импульсной рефлектометрии), импульсно-дуговые
(методы кратковременной дуги), методы колебательного разряда и методы частичных
разрядов.

Рассмотрим лишь некоторые из используемых
методов в данной работе.

2.2 Дистанционные методы

Метод импульсной рефлектометрии

Позволяет определить зону повреждения (в
пределах погрешности измерения) и применить отдельные трассовые методы
обнаружения только на небольших участках трассы, что позволяет существенно
сократить время точного определения места дефекта.

Основными видами повреждений в кабельных линиях
электропередачи и связи являются: короткие замыкания и обрывы, появление утечки
между жилами или между жилой и экраном (броней), увеличение продольного сопротивления.

Перед проведением измерений методом импульсной
рефлектометрии необходимо проверить участок кабельной линии омметром или
мегоометром. Однако такая проверка может быть недостаточной. Например, после
воздействия мегоометром на кабель, имеющий растрескавшуюся изоляцию с попавшей
влагой, может произойти подсушивание места дефекта. При этом показания
мегоометра соответствуют как бы исправному кабелю (сотни и тысячи МОм).

После выявления дефектных линий (жил, фаз)
мегоомметром переходят к предварительному определению места повреждения методом
импульсной рефлектометрии.

Метод импульсной рефлектометрии, называемый
также методом отраженных импульсов или локационным методом, базируется на
распространении импульсных сигналов в двух- и многопроводных системах (линиях и
кабелях) связи.

Приборы, реализующие указанный метод, называются
импульсными рефлектометрами.

Сущность метода импульсной рефлектометрии
заключается в выполнении следующих операций:

. Зондировании кабеля (двухпроводной линии)
импульсами напряжения.

. Приеме импульсов, отраженных от места
повреждения и неоднородностей волнового сопротивления.

. Выделении отражений от места повреждений на
фоне помех (случайных и отражений от неоднородностей линий).

Рисунок 2 — Упрощенная структурная схема
импульсного рефлектометра

С генератора импульсов зондирующие импульсы
подаются в линию.

Отраженные импульсы поступают с линии в
приемник, в котором производятся необходимые преобразования над ними. С выхода
приемника преобразованные сигналы поступают на графический индикатор.

Все блоки импульсного рефлектометра
функционируют по сигналам блока управления.

На графическом индикаторе рефлектометра
воспроизводится рефлектограмма линии — реакция линии на зондирующий импульс.

Основную сложность и трудоемкость при методе
отраженных импульсов представляет выделение отражения от места повреждения на
фоне помех.

Метод импульсной рефлектометрии базируется на
физическом свойстве бесконечно длинной однородной линии, согласно которому
отношение между напряжением и током введенной в линию электромагнитной волны
одинаково в любой точке линии. Это соотношение:

= U/I

имеет размерность сопротивления и называется
волновым сопротивлением линии.

При использовании метода импульсной
рефлектометрии в линию посылают зондирующий импульс и измеряют интервал tх —
время двойного пробега этого импульса до места повреждения (неоднородности
волнового сопротивления). Расстояние до места повреждения рассчитывают по
выражению:

= tx∙V/2

где V — скорость распространения импульса в
линии.

Отношение амплитуды отраженного импульса Uо к
амплитуде зондирующего импульса Uз обозначают коэффициентом отражения Котр:

Котр = Uo/Uз = (W1 — W) / (W1 + W)

где: W — волновое сопротивление линии до места
повреждения (неоднородности),- волновое сопротивление линии в месте повреждения
(неоднородности).

Отраженный сигнал появляется в тех местах линии,
где волновое сопротивление отклоняется от своего среднего значения: у муфт, у
мест изменения сечения жилы, у мест сжатия кабеля, у места обрыва, короткого
замыкания и т.д.

Если выходное сопротивление импульсного
рефлектометра отличается от волнового сопротивления измеряемой линии, то в
месте подключения рефлектометра к линии возникают переотражения.

Переотражения — это отражения от входного
сопротивления рефлектометра отраженных сигналов, которые пришли к месту
подключения рефлектометра из линии. Выходное и входное сопротивления рефлектометра,
как правило, равны между собой.

В зависимости от соотношения входного
сопротивления рефлектометра и волнового сопротивления линии изменяется
полярность и амплитуда переотражений, которая может оказаться соизмеримой с
амплитудой отражений. Поэтому перед измерением рефлектометром обязательно нужно
выполнить операцию согласования выходного сопротивления рефлектометра с
волновым сопротивлением линии.

Метод импульсной рефлектометрии удобен для
практического использования, так как для измерения импульсным рефлектометром
достаточно доступа к линии с одного конца.

Импульсные рефлектометры позволяют определить
расстояние до места повреждения линии при любом характере повреждения (обрыв,
короткое замыкание, утечка, продольное сопротивление и т.д.).

Результаты, достигаемые при измерениях
импульсным рефлектометром, зависят от его возможностей по отстройке от помех.

Метод импульсной рефлектометрии позволяет
достигнуть более высокой точности измерений расстояния до места повреждения по
сравнению с другими методами (например, по сравнению с мостовым): 1% — для
аналоговых импульсных рефлекторов и 0,2% — для цифровых.

) Метод кратковременной дуги (импульсно-дуговой
метод)

Метод кратковременной дуги может быть
использован для определения расстояния до места сложного (высокоомного) или
неустойчивого повреждения. Сущность метода кратковременной дуги заключается в
одновременном воздействии на кабельную линию высоковольтным импульсом и
выполнении измерений методом импульсной рефлектометрии.

Рисунок 3 — Структурная схема подключения к
кабельной линии устройств

Высоковольтный импульсный генератор,
представляющий собой источник высокого напряжения, у которого на выходе включен
высоковольтный конденсатор и специальный разрядник, подключается к кабельной
линии через устройство поддержания дуги (его основной компонент —
индуктивность).

При подаче импульса от источника высокого
напряжения в месте высокоомного дефекта возникает пробой, через устройство
поддержания дуги начинает протекать ток и пробой «затягивается» — образуется
дуговой разряд. За счет индуктивности, имеющейся в устройстве поддержания дуги,
ток дуги поддерживается в течении определенного времени (менее секунды).
Электрическое сопротивление дуги близко к нулю, что эквивалентно короткому
замыканию.

Импульсный рефлектометр подключается через
специальное присоединительное устройство (фильтр). Зондирующие импульсы от
рефлектометра через присоединительное устройство поступают в кабельную линию, а
отраженные импульсы — возвращаются в рефлектометр.

Последовательность проведения измерений при
методе кратковременной дуги следующая.

Через присоединительное устройство считывают
рефлектограмму кабельной линии и сохраняют ее в памяти импульсного
рефлектометра. Так как импульсы с генератора высоковольтных импульсов
отсутствуют или имеют недостаточную для пробоя установленную амплитуду, то
пробой и дуга в месте сложного или неустойчивого повреждения отсутствуют. На
рефлектограмме отраженный сигнал от высокоомного повреждения практически
неразличим на фоне помех. Наблюдаются отражения от неоднородностей линии (муфт,
кабельных вставок и т.д.) и от разомкнутого конца кабельной линии.

Затем выходное напряжение высоковольтного
источника в генераторе высоковольтных импульсы постепенно увеличивают до тех
пор, пока в кабельной линии не появятся пробои. В такт с высоковольтными
импульсами в месте дефекта будет зажигаться кратковременная электрическая дуга.
Период повторения кратковременной дуги нестабильный. Зондирующие импульсы подаются
в кабельную линию с частотой, которая во много раз больше частоты зажигания
дуги. При совпадении зондирующего импульса с моментом зажигания дуги, он
отражается от дуги как от короткого замыкания, и возвращаются к началу кабеля,
где записывается в память рефлектометра.

Достоинства метода кратковременной дуги:

. Высокая точность измерений. (Точность
измерения такая же как у метода импульсной рефлектометрии. Есть возможность
воспользоваться растяжкой рефлектограммы выбранного участка линии).

. Простота представления результатов измерения.
(По рефлектограмме кабельной линии до возникновения кратковременной дуги легко
определить длину всей кабельной линии и ее неоднородности. На рефлектограмме в
момент кратковременной дуги легко присутствует отражение от места повреждения,
как отражение короткого замыкания при методе импульсной рефлектометрии. Для
устранения влияния неоднородностей достаточно воспользоваться сравнением двух
рефлектограмм.).

. В месте повреждения выделяется небольшое, по
сравнению с прожигом, количество энергии, поэтому вредное влияние на кабель
минимальное. Нет вредного воздействия и на соседние кабели.

. Возможность реализовать этот метод на
различных типах кабельных линий.

) Волновой метод (метод колебательного разряда)

Возникновение пробоя в месте повреждения
вызывает появление в кабельной линии волновых процессов.

Существует 2 варианта осуществления волнового
метода для определения расстояния до места повреждения: метод бегущей волны
напряжения и метод импульсного тока.

Метод бегущей волны напряжения

При методе бегущей волны напряжения в кабельную
линию от источника высокого испытательного напряжения через сопротивление,
величина которого значительно больше волнового сопротивления линии, подают
напряжение, которое медленно повышают.

цифровой тракт кабельный линия

Рисунок 4 — Структурная схема реализации
волнового метода бегущей волны напряжения

Под влиянием отрицательного испытательного
напряжения в момент времени to на расстоянии L происходит пробой (короткое
замыкание) и разряд. В месте повреждения формируются электромагнитные волне
положительной полярности, так как испытательное напряжение имело отрицательную
полярность, а коэффициент отражения в месте пробоя (короткого замыкания) также
отрицателен К= -1.

Одна из волн распространяется от места пробоя к
началу кабеля, а другая — к концу кабеля. Достигнув начала кабеля, первая волна
отражается от большого сопротивления источника и, не изменяя полярности,
распространяется к месту повреждения. В месте повреждения вновь возникает
пробой и отражение с обратным знаком, и так далее. Затухая, волновой процесс
продолжается до тех пор, пока энергии волны достаточно для пробоя в месте
повреждения.

Волновой метод импульсного тока (бегущей волны
тока)

Метод импульсного тока используют в том случае,
если высокоомные повреждения (снижение сопротивления изоляции или высокоомное
замыкание жилы на землю, или малое расстояние между проводниками в муфтах) не
удается преобразовать с помощью прожига в низкоомное повреждение. Причиной тому
могут быть просачивание в кабель воды или заплывающие повреждения.

В отличие от метода бегущей волны напряжения
выходное сопротивление высоковольтного импульсного генератора должно быть
значительно меньше волнового сопротивления кабельной линии и коэффициент
отражения напряжения от начала линии и места повреждения в момент пробоя равен
Кu = -1, а коэффициент отражения тока К i= 1.

Рисунок 5 — Структурная схема реализации
волнового метода бегущей волны тока

Высоковольтный импульсный генератор представляет
собой источник высокого напряжения, у которого на выходе включен высоковольтный
конденсатор и специальный разрядник, с которого высоковольтные импульсы
поступают в кабель.

Связь измерителя волновых процессов с кабельной
линией производится с помощью специального присоединительного устройства по
току (импульсного токопреобразователя). Импульсный токопреобразователь
дифференцирует импульсный ток на входе линии и преобразует его в однополярные
импульсы, поступающие на вход измерителя волновых процессов.

При волновом методе измерений выходное
сопротивление высоковольтного источника не равно волновому сопротивлению линии,
поэтому кроме отраженных волн от участка повреждения появляются отраженные от
неоднородностей кабеля (муфт, ответвлений) и переотраженные от начала кабеля
импульсные сигналы — синхронные помехи, значительно затрудняющие оценку импульсной
характеристики кабеля.

При волновом методе расстояние до места
повреждения определяется по временной задержке между приходом к началу кабеля
импульсов напряжения или импульсов тока, отраженных от места повреждения.
Импульсы напряжения по длительности занимают половину расстояния до места
повреждения, а ударные импульсы тока также имеют достаточно большие
длительности. Это приводит к следующим недостаткам по сравнению с методом
импульсной рефлектометрии:

. Сложность анализа полученных импульсных
характеристик при измерениях волновым методом. (Вид этих характеристик зависит
не только от характера повреждения и длины линии, но и от величины поданных
импульсов, наличия или отсутствия пробоя в месте повреждения и т.д.)

. Низкая разрешающая способность, то есть невозможность
обнаруживать близко расположенные неоднородности. (Отражения от неоднородностей
вообще трудно различимы на импульсной характеристике кабельной линии, а
отражения от соседних неоднородностей вообще сливаются друг с другом)

. По импульсной характеристике невозможно
получить ориентировки, расстояние до которых известно (в виде отражений от
муфт, кабельных вставок и т.д.).

. Большая погрешность измерения. (Это
обусловлено относительно большими длительностями фронтов и срезов волновых
процессов, которые формируются самой линией и процессом пробоя)

. Невозможность стабильного повторения волновых
процессов, что может привести к появлению ошибок.

Процесс пробоя является очень нестабильным, он в
любой момент может прерваться и не повториться в том же виде. Это накладывает
очень серьезные требования к быстродействию измерителя волновых процессов.

Таким образом, волновой метод по сравнению с
методом импульсной рефлектометрии, с одной стороны, позволяет определять
сложные (с большим сопротивлением) и неустойчивые (заплывающие) места
повреждений кабельных линий, а с другой стороны, имеет существенные недостатки.
В значительной степени совместить достоинства метода импульсной рефлектометрии
и волнового метода позволяет метод кратковременной дуги.

4) Метод измерения частичных разрядов

В последние годы все более широкое
распространение в нашей стране и за рубежом находит мнение о необходимости
замены испытаний кабельных линий повышенным напряжением постоянного тока,
превышающем рабочее напряжение в 3…6 раз рабочее напряжение (Uраб) на
диагностику изоляции с помощью измерения частичных разрядов (ЧР), токов утечки,
абсорбционных токов и других методов с приложением напряжения (1…1,5) Uраб.

Дело в том, что проведение испытаний кабеля,
находящегося в эксплуатации продолжительное время, повышенным напряжением
отрицательно влияет на изоляцию и снижает срок эксплуатации.

В отличие от испытаний диагностика изоляции
кабельной линии относится к неразрушающим методам контроля. Одним из
прогрессивных методов диагностики является метод измерения ЧР, позволяющий не
только определить уровень частичных разрядов в кабельной линии, но и определить
их местонахождение по длине.

Частичный разряд — это электрический разряд,
длительность которого составляет единицы-десятки наносекунд. Частичный разряд
частично шунтирует изоляцию кабельной линии. Частичные разряды появляются в
слабом месте кабельной линии под воздействием переменного напряжения и приводят
к постепенному развитию дефекта и разрушению изоляции.

Существующая на сегодняшний день аппаратура для
измерения сигналов ЧР, как правило, регистрирует параметры каждого импульса ЧР,
что обуславливает ее избыточную сложность и стоимость. Применение метода АФД не
только при анализе данных, но и при измерении сигналов ЧР позволяет снизить
стоимость аппаратуры регистрации ЧР. При этом резко сокращается избыточность
регистрируемых данных и достигается оптимальное соответствие требуемой точности
измерений, стоимости аппаратуры, объема накапливаемой информации и времени
измерения.

Список использованной литературы

1.
Евсеенко Г.Н. Цифровые системы передачи: Учебное пособие. — Ростов-на-Дону:
РКСИ, 2005. — 100 с.

.
Иванов А.Б. Контроль соответствия в телекоммуникациях и связи. Измерение,
анализ, тестирование, мониторинг. — Часть 1. Москва, 2001.

6.1. Определения коэффициента ошибок

6.2. Математическое выражение коэффициента битовых ошибок

6.3. Нормы на параметры ошибок систем передачи

6.4. Принципы построения измерителей ошибок

6.5. Техника измерения коэффициента ошибок

6.1. Определения коэффициента ошибок

Коэффициент ошибок – важнейшая характеристика линейного тракта. Он измеряется как для отдельных участков регенерации, так и для тракта в целом. Определяется коэффициент ошибок k_ОШ, по формуле:

k_ОШ = N_ОШ /N, (6.1)

где N – общее число символов, переданных за интервал измерения; N_ОШ – число ошибочно принятых символов за интервал измерения.

Измерение коэффициента ошибок носит статистический характер, так как получаемый за конечное время результат является случайной величиной. Относительную погрешность измерения в случае нормального закона распределения числа ошибок, что допустимо при N≥10, можно определить по формуле:

. (6.2)

Здесь — коэффициент, зависящий от доверительной вероятности результата измерений:

, (6.3)

где — обратная функция интеграла вероятности :

. (6.4)

Значение k_ОШ позволяет оценивать вероятность ошибки p_ОШ – количественную оценку помехоустойчивости. Область возможных значений оценки, в которой с заданной доверительной вероятностью будет находиться значение p_ОШ, определяется верхней (p_В) и нижней (p_Н) доверительными границами. При нормальном законе распределения числа ошибок значения p_В и p_Н определяются по формулам:

, (6.5)

, (6.6)

Очевидно, что точность оценок вероятности ошибки и коэффициента ошибки растет с увеличением N. Общее число символов цифрового сигнала, переданных за интервал измерения T, зависит от скорости передачи B: N = TB. Отсюда следует, что чем больше скорость передачи, тем быстрее и точнее можно оценить коэффициент ошибок.

6.2. Математическое выражение коэффициента битовых ошибок

Определим коэффициент битовых ошибок для реальных приёмников, которым свойственно наличие различных источников шумов. При этом будем считать, что приёмник принимает решение, какой бит (0 или 1) был передан в каждом битовом интервале путем стробирования фототока. Очевидно, что из-за наличия шумов данное решение может быть неверным, что приводит к появлению ошибочных битов. Поэтому, чтобы определить коэффициент битовых ошибок, необходимо понять, каким образом приемник принимает решение относительно переданного бита.

Обозначим через I₁ и I₀ фототоки, стробированные приемником в течение 1 и 0 битов, соответственно, а через s₁² и s₀² соответствующие шумы. Принимая, что последние имеют гауссовское распределение, проблема установления истинного значения принятого бита имеет следующую математическую формулировку. Фототок для битов 1 и 0 является выборкой гауссовской переменной со средним значением I₁ и вариацией s₁, а приёмник должен отслеживать этот сигнал и решать, является ли переданный бит 0 или 1. При этом существует много возможных правил принятия решения, которые могут быть реализованы в приёмнике с целью минимизации коэффициента битовых ошибок. Для значения фототока I этим оптимальным решением является наиболее вероятное значение переданного бита, которое определяется путём сравнения текущего значения фототока с пороговым значением I_п, используемым для принятия решения.

Рисунок 6.1. Функция плотности вероятности фототока принятых сигналов

Пусть при I ³ I_п принимается решение о том, что был передан бит 1, в противном случае – бит 0. Когда биты 1 и 0 равновероятны, что и рассматривается в дальнейшем, пороговый ток приблизительно равен:

(6.7)

Геометрически I_п представляет собой значение тока I, для которого две кривые плотности вероятностей (рис. 6.1) пересекаются.

Вероятность того, что I < I_п, т. е. вероятность ошибки при передаче бита 1, обозначим через Р_0,1, а вероятность решения для переданного бита 1, когда I ³ I_п при переданном 0, обозначим Р_1,0.

Пусть Q(х) обозначает вероятность того, что нулевая средняя вариация гауссовской переменной превышает значение х, тогда:

(6.8)

а

(6.9)

а

(6.10)

Можно показать [14], что BER определяется,

(6.11)

Очень важно отметить, что в ряде случаев эффективным является использование изменяемого в зависимости от уровня сигнала порога принятия решения, как, например, шума оптического усилителя. Многие высокоскоростные приёмники обладают такой особенностью. Однако более простые приемники имеют порог, соответствующий среднему уровню принимаемого тока, а именно (I₁ + I₀)/2. Такая настройка порогового значения дает большой коэффициент битовых ошибок, определяемый выражением [14].

(6.12)

Выражение (6.11) можно использовать для оценки BER, когда известны как мощность полученного сигнала, соответствующего битам 0 и 1, так и статистика шумов.

6.3. Нормы на параметры ошибок систем передачи

Битовые ошибки являются основным источником ухудшения качества связи, проявляющегося в искажении речи в телефонных каналах, недостоверности передачи информации или снижении пропускной способности передачи данных, и характеризуются статистическими параметрами и нормами на них, которые определены соответствующей вероятностью выполнения этих норм. Последние делятся на долговременные и оперативные нормы, первые из которых определяются рекомендациями ITU-T G.821 и G.826, а вторые – М.2100, М.2110 и М.2120, при этом, согласно М.2100, качество цифрового тракта по критерию ошибок делят на три категории:

• нормальное – BER < 10^-6;

• пониженное – 10^-6 ≤ BER < 10^-3 (предаварийное состояние);

• неприемлемое – BER ≥ 10^-3 (аварийное состояние).

Так как появление ошибок является следствием совокупности всех текущих условий передачи цифровых сигналов, имеющих случайный характер, то при отсутствии данных о законе распределения ошибок его отдельные элементы могут быть определены с определенной степенью достоверности только по результатам продолжительных измерений. В то же время на практике необходимо, чтобы значения параметров ошибок для ввода в эксплуатацию и технического обслуживания систем передачи основывались на достаточно коротких интервалах времени измерения. Исходя из этого, были определены следующие параметры ошибок [14]:

• секунда с ошибками (error second, ES) – односекундный интервал, содержащий хотя бы один ошибочный бит;

• секунда, пораженная ошибками (severely error second, SES) – односекундный интервал с BER ≥ 10^-3.

Данные параметры ошибок должны оцениваться в течение времени готовности (available time), отсчет которого начинается с первой секунды из десяти следующих друг за другом секунд, в каждой из которых BER<10^-3. ITU-T M.2100 регламентирует нормы качества (performance objectives, PO) на выраженные максимальным процентом времени параметры ошибок, которые зависят только от скорости передачи и приводятся для условного эталонного соединения (hypothetical reference connection, HRC/HRX/) длиной 27500 км. При этом нормы качества распределяются по участкам соединения соответствующей категории качества. В качестве эталонной модели такого распределения принимается участок высокой категории качества протяженностью 25000 км, которому присваивается 40% от общей нормы качества на параметры ошибок передачи точка-точка, что в пересчете на 1 км, дает 0.0016 %/км.. Остальные 4 участка (2 среднего качества и 2 с приемлемым качеством) длиной 2 х 1250 км расположены по обе стороны от центрального. Поэтому распределение, пропорциональное протяженности L км тракта высокой категории качества, будет определяться, как

A_L = 0.0016 · L %/км. (6.13)

Нормы качества на цифровые тракты и каналы подразделяются на настроечные и эксплуатационные, причем вводимые в эксплуатацию впервые или после проведения корректирующих действий они должны сдаваться по настроечным нормам качества, а в процессе эксплуатации должны соответствовать эксплуатационным нормам. Обычно [105] эксплуатационная норма представляется в виде эталонной нормы качества (reference performance objective, RPO)

RPO = A · T · PO, (6.14)

а настроечная, включающая запас на старение, используемая при вводе в эксплуатацию (bringing into service objective, BISO), определяется, как половина RPO, т.е.

BISO = RPO/2. (6.15)

Здесь PO – норма качества оцениваемого параметра, а T = 86400 с (одни сутки) – продолжительность измерений (количество односекундных интервалов).

Для анализа результатов, полученных в процессе измерений, используются также предельные значения S1и S2 норм (рисунок 6.2), которые соответствуют числу событий (ES,SES) и определяются, как:

S1 = RPO/2 – D и S2 = RPO/2 + D, (6.16)

где D = 2 — дисперсия оцениваемого параметра.

Рисунок 6.2. Предельные значения и условия ввода в эксплуатацию системы передачи

При соответствии результатов измерений норме S1 цифровой тракт может быть введен в эксплуатацию без всякого сомнения, а при превышении нормы S2 в обязательном порядке требуется повышение качества испытываемого цифрового тракта, т.е. должны быть проведены корректирующие действия с повторными измерениями. Если значение ES или SES лежит в интервале от S1 до S2, цифровой тракт может быть введен в эксплуатацию условно или временно с продолжением измерений в течение 7 суток. Данный подход к оценке качества цифровых систем передачи по параметрам ошибок позволяет сократить время измерений и получить норму цифрового тракта суммированием норм цифровых участков. При этом значения RPO, D, S1 и S2 выражаются в виде числа событий за установленный интервал времени, а не в виде процентов времени.

Для измерения коэффициента ошибок разработан ряд специальных BER анализаторов – измерителей коэффициента ошибок, включающих генераторы псевдослучайных и детерминированных последовательностей передаваемых кодированных символов, а также приемное оборудование, осуществляющее собственно измерение коэффициента ошибок. В случае посимвольного сравнения кодов измерение может быть выполнено с использованием шлейфа, т.е. путем измерения ошибок с одной оконечной станции при установке на противоположном конце шлейфа. Другой метод основан на выделении ошибок благодаря избыточности используемых кодов и используется для измерений от передающей до приемной сторон тракта или участка линии, т.е. когда выделение и фиксация ошибок производятся на ее приемном конце. Очевидно, что в первом случае требуется использование одного комплекта, а во втором – двух комплектов приборов. При этом измеренное значение коэффициента ошибок отражает качество передачи при прохождении сигнала в обоих направлениях и в каждом направлении соответственно.

6.4. Принципы построения измерителей ошибок

В зависимости от скорости передачи контролируемой системы передачи в анализаторе используются различные схемотехнические решения.

Рисунок 6.3. Генератор низкоскоростного BER анализатора

Низкоскоростной генератор тестовых кодов и детектор ошибок. Используемый в телекоммуникациях анализатор BER, состоящий [106] из генератора тестовых кодов и собственно анализатора ошибок, представлен на рисунках 6.3 и 6.4. Он предназначен для невысоких (до 200 Мбит/с) битовых скоростей, учитывая, что максимальные типовые скорости составляют 44.736 Мбит/с (DS3) в Северной Америке и 139.364 Мбит/с – за пределами Северной Америки.

PRBS с генератором кодовых групп, представленный на рис. 6.16, синхронизируется либо от источника тактового сигнала с фиксированной частотой (согласно G.703), либо от синтезатора, осуществляя тем самым изменение частоты синхронизации. В связи с этим использование данных средств требует задания некоторых определенных частот синхронизации и наличия возможности обеспечения их небольших смещений от ±15 до ±50 ppm. Для повторения тестовых кодов схема PRBS и генератор кодовых групп обычно имеют триггерную схему, управляющую либо выходным усилителем бинарных данных, который обеспечивает данные и данные с сопровождающим синхросигналом, либо выходную схему кодированных данных. Это позволяет создавать цикловую синхронизацию сигнала в соответствии с требованием, например, системы SONET/SDH. Кроме этого, данная схема способствует созданию соответствующего интерфейсного кода для эффективного восстановления тактовой синхронизации. Выходной усилитель обеспечивает необходимый уровень сигнала в соответствии со спецификацией электрического интерфейса, в том числе сигнала с чередованием полярности импульсов.

Рисунок 6.4. Низкоскоростной детектор ошибок

Детектор ошибок, показанный на рисунке 6.4, получает стандартный кодированный сигнал, восстанавливает генератор синхросигнала и устраняет кодирование для обеспечения бинарной даты и синхросигналов. Он обнаруживает любые нарушения алгоритма интерфейсного кода и посылает сигналы на счетчик ошибок, что составляет первый уровень процесса обнаружения ошибок. При работе с цикловыми сигналами приемник захватывает любой присутствующий элемент цикловой синхронизации, проверяет наличие цикловых ошибок и декодирует любые встроенные сигналы тревоги, или CRC биты, тем самым обеспечивая возможность измерения.

Наконец, бинарные данные и синхросигнал направляются на детектор ошибок и генератор эталонных тестовых кодов, которые проверяют полученный тестовый код бит за битом на предмет обнаружения логических ошибок. Временная база контролирует пропускание измерения для непрерывного, периодического и ручного режима. Накопленное количество ошибок обрабатывается для получения значения BER и анализа функционирования при наличии ошибок.

Высокоскоростной генератор тестовых кодов и детектор ошибок. На рисунках 6.5 и 6.6 показаны схемы [14] для 3 Гбит/с генератора тестовых кодов и детектора ошибок. Вследствие высокой битовой скорости генерация последовательных PRBS и кодовых групп на этой скорости не представляется целесообразной. Поэтому тестовые коды генерируются (рисунок 6.5) как параллельные 16-битные кодовые группы при максимальной скорости 200 Мбит/с, используя затем выполненные по биполярной технологии регистраторы смещения и высокоемкостную память. Высокоскоростные схемы обычно выполняются на основе арсенид-галлиевых логических схем, преобразующих параллельные данные в последовательный поток на скорости до 3 Гбит/с.

Согласно данной схеме, вход синхросигнала генерируется синтезатором частоты, согласующее устройство управляется через линию фиксированной задержки, а генератор тестовых кодов и выходной усилитель синхронизируются через схему дискретной и плавно изменяемой задержки, так что фаза синхросигнала/данных может изменяться как в положительном направлении, так и в отрицательном. Дискретные значения задержки составляют 250, 500 и 1000 пс, тогда как диапазон плавной задержки лежит в пределах от 0 до 250 пс с 1 пс инкрементом.

Корректор временной диаграммы, связанный с выходным усилителем, пересинхронизирует данные через триггер D типа для поддержания минимального фазового дрожания. Так как подобный тип тестового устройства обычно используется при проведении лабораторных измерений, выходные уровни синхросигнала и данных и постоянные смещения могут варьироваться для того или иного конкретного случая использования.

Детектор ошибок, показанный на рис. 6.6, имеет простое параллельное соединение, в связи с чем входы синхросигнала и данных проходят через схемы дискретной и плавной задержки, обеспечивая оптимальную настройку при обнаружении ошибок для любой фазы синхросигнала/данных. Действительно, путем настройки под контролем внутреннего процессора решающего порога и фазы синхросигнала условия функционирования детектора ошибок могут быть оптимизированы автоматически. Высокоскоростной демультиплексор преобразует последовательный поток данных в 16-битные параллельные кодовые группы наряду с поделенным на 16 синхросигналом. Параллельно соединенный генератор эталонных тестовых кодов синхронизируется с входными данными и осуществляет сравнение битов, поэтому любая ошибка фиксируется одним из двух счетчиков, первый из которых подсчитывает число ошибок, а второй – общее число битов. Процессор измерения обеспечивает анализ функционирования при наличии ошибок с разрешением до 1 мс.

6.5. Техника измерения коэффициента ошибок

Рассмотрим измерение коэффициента ошибок путем посимвольного сравнения и подсчета ошибочно принятых элементарных импульсов. Для этого вначале (перед измерением) на передающей станции с помощью оптического аттенюатора устанавливают заданный в технических условиях на аппаратуру линейного тракта уровень оптического излучения. Затем на передающем конце подключают генератор испытательных сигналов, а на приемном – измеритель коэффициента ошибок и, изменяя значения уровней средней мощности, измеряют коэффициент ошибок. Время измерения определяют в зависимости от скорости передачи, объема информации и значений коэффициента ошибок К_ошi (BER_i).

Коэффициент ошибок при заданном уровне оптического излучения вычисляют по формуле [14]

(6.17)

где

, , (6.18)

где и — погрешность и среднее значение коэффициента ошибок при пяти и более измерениях с интервалом 3 мин, соответственно, a — коэффициент, учитывающий наличие погрешности измерения при проведении n измерений.